許柏宏，葛紅娟，張文彬，李后春

(南京航空航天大學(xué) 自動(dòng)化學(xué)院，江蘇 南京 210016)

高頻隔離型AC/DC作為一種電力電子裝置與電網(wǎng)的接口，對(duì)其性能質(zhì)量的要求已越來越高。這些要求通常包括以下幾個(gè)方面:近似單位輸入功率因數(shù);電源側(cè)電流的諧波失真小;輸出電壓動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié);變換器高效、緊湊［1］。基于矩陣變換器的高頻隔離型AC/DC變換器即是一種性能優(yōu)良的交直流變換拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，也可叫做矩陣式AC/DC變換器，國(guó)內(nèi)外學(xué)者對(duì)此已有一些研究，并取得了不少成果［2－4］，加拿大學(xué)者學(xué)者 S Manias［2］最早提出矩陣變換器與高頻鏈的結(jié)合，但當(dāng)時(shí)采用的是SPWM調(diào)制策略，直流電壓利用率比目前常用的SVPWM策略要低15.5%。文獻(xiàn)［3］的研究基于雙線電壓調(diào)制策略，重點(diǎn)討論了開關(guān)過程中的占空比丟失等問題，但沒有對(duì)LC濾波引起的超前無功功率進(jìn)行分析。文獻(xiàn)［4］針對(duì)變壓器磁復(fù)位提出了改進(jìn)的調(diào)制策略，但沒有考慮換流過程中的開關(guān)損耗。

針對(duì)以上缺陷，通過在原邊側(cè)串入諧振電感(也可利用變壓器漏感作為諧振電感)，并利用開關(guān)管的寄生電容，即可將諧振過程引入原邊側(cè)換流，實(shí)現(xiàn)了雙向開關(guān)的ZVS開通和ZCS關(guān)斷，提高了換流的安全可靠性，減少了變換器工作時(shí)的開關(guān)損耗。系統(tǒng)控制上通過給調(diào)制矢量一個(gè)滯后分量，來抵消輸入側(cè)超前無功功率，實(shí)現(xiàn)了單位功率因數(shù)控制。

1 基于矩陣變換器的AC/DC變換器

1.1 工作原理

圖1為基于矩陣變換器的AC/DC變換器。

圖1 基于矩陣變換器的AC/DC變換器

圖1 中，Sij(i=P，N;j=A，B，C)為雙向開關(guān)，三相正弦對(duì)稱電源uk(k=A，B，C經(jīng)輸入LC濾波后加到變換器輸入側(cè)，變換器輸出為空間矢量脈寬(SVPWM)調(diào)制的高頻調(diào)制波vPN，經(jīng)高頻變壓器與組成全波整流電路后，vPN變換為單向的PWM調(diào)制波vrec，最后，經(jīng)LC輸出濾波后，得到所需的直流輸出電壓U0。

1.2 開關(guān)電路調(diào)制策略

采用空間矢量調(diào)制技術(shù)對(duì)功率開關(guān)進(jìn)行PWM控制時(shí)，由于高頻變壓器工作時(shí)需滿足磁平衡以解決雙向磁化過程中的磁復(fù)位問題，因此在一個(gè)開關(guān)周期Ts中，變壓器初級(jí)正負(fù)電壓面積應(yīng)當(dāng)相等，這是該變換器中SVPWM調(diào)制所需要滿足的特定條件，本文采用如圖2所示的優(yōu)化組合調(diào)制方法［4］。

圖2 變壓器原邊側(cè)電壓vPN和整流后電壓vrec

1.3 直流側(cè)輸出電壓的表達(dá)式推導(dǎo)

Sij(i=P，N;j=A，B，C 開關(guān)控制采用電流空間矢量調(diào)制技術(shù)，輸入電流空間矢量調(diào)制下占空比計(jì)算如下式

給定變換器輸入的三相電壓

輸出直流電壓由輸入線電壓合成，以第一相區(qū)為例，單個(gè)開關(guān)周期中整流側(cè)平均電壓如下式

根據(jù)式(1)～(3)可得

由上式可知，在輸入一定m和Vm時(shí)，平均輸出直流電壓是一定的。再經(jīng)變壓器降壓和輸出LC濾波后，U0即為恒定的直流電壓。

1.4 換流策略

利用高頻變壓器的漏感和開關(guān)管的寄生電容可以在開關(guān)過程中引入諧振過程，通過合理地安排雙向開關(guān)導(dǎo)通和關(guān)斷的次序，既防止了輸入側(cè)短路和漏感能量無法釋放的危險(xiǎn)，又實(shí)現(xiàn)了雙向開關(guān)的ZVS開通和ZCS關(guān)斷。

以vPN由正值轉(zhuǎn)換到零區(qū)間為例，此時(shí)需要把SNB關(guān)閉而把SNA打開，則換流過程的時(shí)序圖如圖3所示。具體的換流過程如圖4所示，為使圖形簡(jiǎn)潔，只畫出了與換流相關(guān)的開關(guān)。

圖3 換流過程時(shí)序圖

圖4 Vp由正值轉(zhuǎn)換到零區(qū)間的換流過程

第一步:初始狀態(tài)如圖4a所示，開通SNA+，給自身的電容CNA+放電，但是初級(jí)電流不會(huì)流過SNA+，直到CNA+和CNA－放電完畢才開始導(dǎo)通電流，SNA+實(shí)現(xiàn)ZVS開通。

第二步:關(guān)斷SNB+CNB+從零開始升壓，實(shí)現(xiàn)SNB+軟關(guān)斷。如圖4b所示，初級(jí)電流I0/n為等效電容CNB+和CNA－充放電，SNA+開始驅(qū)動(dòng)CNA－的電流。加到初級(jí)的電壓下降，當(dāng)結(jié)點(diǎn)N的電壓達(dá)到VAB－VCb，初級(jí)線圈的電壓變?yōu)榱?，如圖4c所示。

第三步:當(dāng)CNA－放電完畢，DNA－和SNA+開始導(dǎo)通，此時(shí)SNA－在ZVS下開通。Ls上的電壓為－VCb，初級(jí)電流迅速下降。

第四步:SNB－在ZCS下關(guān)斷，穩(wěn)態(tài)如圖4d所示。

軟開關(guān)換流的應(yīng)用，使得系統(tǒng)在提高開關(guān)頻率的同時(shí)，開關(guān)損耗不會(huì)明顯增加，電路效率不至于有明顯下降，實(shí)現(xiàn)了裝置小型化、輕量化。

2 閉環(huán)控制策略

由于輸入濾波器的存在，電源側(cè)電流相比于電源電壓會(huì)有一定的超前位移。文獻(xiàn)［5］提出的控制算法是通過檢測(cè)電源側(cè)電壓與電流的相角差，將此差值經(jīng)過PI調(diào)節(jié)控制調(diào)制函數(shù)延遲角α以實(shí)現(xiàn)功率補(bǔ)償，同時(shí)將直流側(cè)參考電壓與實(shí)際電壓的差值通過另一個(gè)PI調(diào)節(jié)器控制調(diào)制比m，以達(dá)到控制直流側(cè)電壓的目的。這種方法具有原理直觀、實(shí)現(xiàn)方便等優(yōu)點(diǎn)，但系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)較慢，同時(shí)直流側(cè)電壓與交流側(cè)功率因數(shù)的控制相互耦合。

圖5 功率因數(shù)控制原理圖

本文通過給調(diào)制矢量一個(gè)滯后分量，來抵消輸入側(cè)超前無功功率［6］，功率因數(shù)控制的原理圖如圖5所示。旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系以電源電壓作為定向矢量，電源電流的有功分量與無功分量計(jì)算式如式(6)。

采用功率因數(shù)控制后，式(4)應(yīng)該修正為

輸入側(cè)將計(jì)算得到的電源電流無功分量與給定值(設(shè)為0)比較，得出調(diào)制矢量的q軸分量，輸出側(cè)采樣電壓與整定值比較后經(jīng)PI調(diào)節(jié)得到調(diào)制矢量的d軸分量md。系統(tǒng)的控制由兩個(gè)控制環(huán)組成，如圖6所示，交流側(cè)功率因數(shù)的控制與直流側(cè)電壓的控制實(shí)現(xiàn)了解耦。

當(dāng)系統(tǒng)本身無法達(dá)到單位功率因數(shù)時(shí)，在首先保證直流側(cè)電壓輸出調(diào)節(jié)的基礎(chǔ)上，讓電源側(cè)輸入功率因數(shù)達(dá)到最大，因此在控制中加入一個(gè)飽和處理環(huán)節(jié)，其中的計(jì)算如式(8)。

圖6 AC/DC變換器閉環(huán)控制框圖

3 仿真結(jié)果與分析

利用MATLAB/Simulink軟件仿真平臺(tái)搭建仿真模型，模型的輸入三相交流電為每相220V/50Hz的對(duì)稱電源，輸出濾波器參數(shù)為濾波電感1.2mH、濾波電容20μF，開關(guān)頻率 10KHz，負(fù)載電阻為2Ω，輸出電壓的整定值為48V。Simulink仿真中高頻變壓器采用Saturable Transformer模型，變壓器原副邊匝比為4。

3.1 系統(tǒng)可以達(dá)到單位功率因數(shù)時(shí)的控制

首先對(duì)于電源側(cè)可以調(diào)節(jié)至單位功率因數(shù)的情況進(jìn)行仿真驗(yàn)證，調(diào)制矢量的仿真結(jié)果如圖7所示，直軸分量約為0.42，交軸分量約為 －0.27，即通過滯后交軸分量給電源側(cè)注入滯后電流。圖8所示的輸入A相電壓和電流已基本達(dá)到同相位，Simulink/SimPowerSystems中的仿真功率測(cè)量模塊Active＆Reactive Powe可計(jì)算出此時(shí)的電源側(cè)功率因數(shù)接近1，表明調(diào)制分量的交軸分量對(duì)超前功率進(jìn)行了補(bǔ)償后，成功實(shí)現(xiàn)了功率因數(shù)調(diào)節(jié)功能。

圖7 單位功率因數(shù)下調(diào)制矢量的直軸分量md和交軸分量mq

圖8 功率因數(shù)補(bǔ)償后網(wǎng)側(cè)A相的相電壓與相電流

3.2 系統(tǒng)本身不能達(dá)到單位功率因數(shù)時(shí)的控制

電感取值受體積重量的限制，不易取大。為了取得較好的濾波效果，應(yīng)提高電容取值，降低截止頻率，但電容取值變大時(shí)超前無功功率也相應(yīng)增大，需要調(diào)制矢量提供更大的滯后補(bǔ)償，使得電源側(cè)難以實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)。另外，輕載條件下，超前的電容電流對(duì)功率因數(shù)的影響明顯增大。以上兩種情況都會(huì)使系統(tǒng)本身不能實(shí)現(xiàn)輸入側(cè)單位功率因數(shù)。

為了進(jìn)一步說明功率因數(shù)控制算法在系統(tǒng)本身不能實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)時(shí)的調(diào)節(jié)能力，將仿真參數(shù)中的輸入濾波電容改為50μF，負(fù)載電阻為5Ω，輸出整定仍為48V。仿真結(jié)果如圖9所示，調(diào)制矢量的直軸分量仍為0.42左右，符合式(7)的計(jì)算結(jié)果。交軸分量達(dá)到式(6)計(jì)算的mqmax，表明功率補(bǔ)償已盡可能最大。如圖10所示，此時(shí)網(wǎng)側(cè)電流相對(duì)于電壓存在一個(gè)超前的相角，但由前面的分析可知超前的相角已經(jīng)被調(diào)節(jié)至最小，功率因數(shù)已調(diào)節(jié)至所能達(dá)到的最大值。

圖9 調(diào)制矢量的直軸分量md和交軸分量mq

圖10 網(wǎng)側(cè)A相的相電壓與相電流

3.3 換流過程仿真

利用模擬與混合信號(hào)仿真工具Saber可以對(duì)換流過程進(jìn)行仿真分析。仿真主要參數(shù)有:諧振電感值為28μH，隔直電容5μF，諧振電容580pF。在原邊電壓由正區(qū)間變?yōu)榱銋^(qū)間時(shí)，圖11為開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)的電壓與電流波形，基本實(shí)現(xiàn)了ZVS開通，圖12為開關(guān)管關(guān)斷時(shí)的電壓與電流波形，由仿真結(jié)果可知，關(guān)斷損耗已降至很低。

圖11 原邊電壓由正變?yōu)榱銜r(shí)的開關(guān)管開通波形

圖12 原邊電壓由正變?yōu)榱銜r(shí)的開關(guān)管關(guān)斷波形

4 結(jié)論

本文研究了一種基于矩陣變換器的AC/DC變換器，重點(diǎn)分析了系統(tǒng)的調(diào)制策略、軟開關(guān)換流過程和功率因數(shù)控制方法。針對(duì)系統(tǒng)本身能否達(dá)到單位功率因數(shù)的兩種情況，通過加入飽和處理環(huán)節(jié)，在系統(tǒng)本身不能實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)時(shí)盡量提高至最大功率因數(shù)。仿真結(jié)果與理論分析吻合，驗(yàn)證了分析方法和控制模型的正確性。

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