任小永 David Reusch 季 澍 穆明凱 Fred C Lee

（1. 南京航空航天大學(xué)江蘇省新能源發(fā)電與電能變換重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 南京 210016 2. Virginia Polytechnic Institute and State University Blacksburg VA 24061）

1 引言

技術(shù)發(fā)展對(duì)功率變換裝置的效率、體積、重量以及惡劣環(huán)境的適應(yīng)能力的要求越來(lái)越高，Si MOSFET越來(lái)越難滿(mǎn)足未來(lái)功率變換裝置的要求，因此，氮化鎵功率（GaN）晶體管應(yīng)運(yùn)而生[1-4]。

與Si和SiC相比，GaN的特征電阻要小得多（見(jiàn)圖 1），其性能系數(shù)（Figure of Merit，F(xiàn)OM）FOM=RdsQg也遠(yuǎn)低于硅MOSFET，且其進(jìn)一步減小的趨勢(shì)十分明顯，而硅已接近飽和。同時(shí)，GaN材料還具有良好的熱性能[3,5,6]。GaN功率器件這些優(yōu)點(diǎn)對(duì)功率變換裝置性能的影響表現(xiàn)為效率的提升、體積的降低或是兩者兼而得之。這對(duì)于應(yīng)對(duì)目前的能源危機(jī)和原材料過(guò)度消耗問(wèn)題，推進(jìn)節(jié)能減排與可持續(xù)發(fā)展有著十分重要的戰(zhàn)略意義和經(jīng)濟(jì)價(jià)值；同時(shí)，良好的化學(xué)穩(wěn)定性以及耐惡劣環(huán)境能力使得GaN在未來(lái)航空、航天以及國(guó)防事業(yè)中的作用舉足輕重。

圖1 特征電阻對(duì)比Fig.1 Specific resistance comparison

由于GaN功率晶體管的開(kāi)關(guān)特性、驅(qū)動(dòng)技術(shù)及損耗機(jī)制相比Si MOSFET有顯著差異，如何實(shí)現(xiàn)對(duì)GaN功率晶體管的驅(qū)動(dòng)，對(duì)發(fā)揮其優(yōu)勢(shì)、提高系統(tǒng)整體性能十分關(guān)鍵。

目前，Si MOSFET的驅(qū)動(dòng)方式可以歸納為PWM方式和諧振方式兩大類(lèi)[7]。其中，PWM驅(qū)動(dòng)方式又可以分為集成式驅(qū)動(dòng)和分立式驅(qū)動(dòng)。集成式引起驅(qū)動(dòng)結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、可靠而被廣泛使用，尤其是對(duì)于互補(bǔ)開(kāi)通的橋臂結(jié)構(gòu)，集成驅(qū)動(dòng)器既可以實(shí)現(xiàn)高可靠開(kāi)通，又避免了橋臂直通[8]。然而，傳統(tǒng)的PWM方式并沒(méi)有考慮到控制死區(qū)時(shí)間對(duì)于開(kāi)關(guān)管的控制，對(duì)于互補(bǔ)導(dǎo)通的橋臂結(jié)構(gòu)，控制死區(qū)時(shí)間由開(kāi)關(guān)管的反向?qū)C(jī)制實(shí)現(xiàn)電流續(xù)流。GaN功率晶體管由于沒(méi)有體二極管，反向?qū)C(jī)制與Si MOSFET不同，其壓降也遠(yuǎn)高于Si MOSFET體二極管的壓降[2-4]。這對(duì)于高頻工作的 GaN功率晶體管而言，若是沿用原有的 PWM驅(qū)動(dòng)方式，死區(qū)時(shí)間的導(dǎo)通損耗將成為效率提高的致命障礙[4]。針對(duì)橋臂互補(bǔ)導(dǎo)通增強(qiáng)型GaN功率晶體管結(jié)構(gòu)，美國(guó)國(guó)家半導(dǎo)體（現(xiàn)德州儀器）2011年年初剛剛推出一款集成的控制器 LM5113，該控制器實(shí)際上還是基于傳統(tǒng)的PWM 方式，不同的是把死區(qū)時(shí)間設(shè)置的問(wèn)題推給了邏輯控制電路，并沒(méi)有從根本上找到死區(qū)時(shí)間反向?qū)▎?wèn)題的解決方案[9]。

針對(duì) Si MOSFET的諧振式驅(qū)動(dòng)是利用驅(qū)動(dòng)回路的寄生電感或諧振電感與開(kāi)關(guān)管結(jié)電容之間的諧振實(shí)現(xiàn)對(duì)開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)，通過(guò)回收驅(qū)動(dòng)能量以降低驅(qū)動(dòng)損耗[7,10]。而諧振式驅(qū)動(dòng)電路本身并非無(wú)損的，其之所以能降低損耗實(shí)際上是節(jié)省了邏輯電路驅(qū)動(dòng)損耗與功率電路驅(qū)動(dòng)損耗之間的功耗差。這對(duì)于Qg比較大的Si MOSFET而言效果很明顯，而GaN功率晶體管的Qg較小，諧振式驅(qū)動(dòng)利用功耗差提高效率的優(yōu)勢(shì)顯然不足[1-3,7,11]。另外，與 PWM 一樣，在用于橋臂結(jié)構(gòu)驅(qū)動(dòng)時(shí)，諧振式驅(qū)動(dòng)并沒(méi)有考慮死區(qū)時(shí)間的控制。因此，有針對(duì)性的從GaN自身的特點(diǎn)出發(fā)，對(duì)能充分發(fā)揮其優(yōu)勢(shì)的驅(qū)動(dòng)方案的研究勢(shì)在必行。

本文將基于GaN晶體管的特性分析，并以GaN功率器件在同步整流 Buck變換器中的應(yīng)用為例，提出一種三電平驅(qū)動(dòng)方式，以充分發(fā)揮GaN功率晶體管器件的優(yōu)越性。

2 GaN功率晶體管的特性

圖2所示為IR公司GaN功率晶體管器件的結(jié)構(gòu)圖。由結(jié)構(gòu)圖可知，GaN功率晶體管器件柵極和源極是一個(gè)對(duì)稱(chēng)的結(jié)構(gòu)，這與 MOSFET是不相同的。MOSFET的柵源極是不對(duì)稱(chēng)的，且由于結(jié)構(gòu)材料特性，MOSFET中物理存在著一個(gè)寄生的二極管，俗稱(chēng)體二極管（body-diode）。顯然，由于結(jié)構(gòu)上的不一樣，GaN功率晶體管中并不存在這樣一個(gè)體二極管。

圖2 GaN功率晶體管結(jié)構(gòu)示意圖Fig.2 Structure of GaN transistor

圖3是增強(qiáng)型GaN功率晶體管的V-I特性曲線(xiàn)，圖4為MOSFET的V-I特性曲線(xiàn)，圖3和圖4相比，在第一象限，兩者的工作模式是類(lèi)似的，但是在第三象限，兩者工作模式則是完全不一樣的。在給定的驅(qū)動(dòng)電壓下，MOSFET最大SD導(dǎo)通壓降為二極管管壓降VF，而 GaN功率晶體管則保持其在第一象限的恒阻特性。

圖3 GaN功率晶體管V-I特性曲線(xiàn)（EPC1015）Fig.3 V-I characteristic curve of GaN transistor (EPC1015)

圖4 MOSFET V-I特性曲線(xiàn)（IRF6618）Fig.4 V-I characteristic curve of Si-MOSFET(IRF6618)

在絕大多數(shù)的場(chǎng)合，主要關(guān)注功率晶體管在第一象限的特性，然而在一些需要反向?qū)C(jī)制工作的場(chǎng)合，如同步整流管（Synchronous Rectifiers,SRs）以及零電壓開(kāi)關(guān)變換器，則需要關(guān)注第三象限的特性。以同步整流管為例，其很重要的一個(gè)特性就是在驅(qū)動(dòng)信號(hào)建立之前器件可以反向?qū)ā?duì)MOSFET而言，即體二極管在溝道開(kāi)通之前導(dǎo)通。而GaN功率晶體管中并沒(méi)有體二極管，在驅(qū)動(dòng)信號(hào)沒(méi)有建立之前，其反向工作機(jī)制能否建立是GaN功率晶體管能否在此類(lèi)場(chǎng)合中應(yīng)用的關(guān)鍵。

圖5是GaN功率晶體管的等效物理模型，除了沒(méi)有體二極管外與MOSFET類(lèi)似。在作為同步整流管使用、且驅(qū)動(dòng)信號(hào)還沒(méi)有建立時(shí)，此時(shí)VGS為零，即可認(rèn)為 G、S此時(shí)是短接的，電容CGD與CDS并聯(lián)，當(dāng)電流從S端流進(jìn)，電流給電容CGD與CDS進(jìn)行反向充電。由于GaN功率晶體管是一個(gè)DS對(duì)稱(chēng)的結(jié)構(gòu)，當(dāng)電容電壓VGD充至門(mén)檻電壓Vth時(shí)，溝道開(kāi)始導(dǎo)通，而此時(shí)的導(dǎo)通壓降VSD=VGD=Vth。即GaN功率晶體管反向?qū)C(jī)制是由于VGD到達(dá)開(kāi)通的門(mén)檻電壓，而不是體二極管，這一點(diǎn)與MOSFET不同，正是這種差異使得 GaN功率晶體管在驅(qū)動(dòng)電壓沒(méi)有建立之前的反向?qū)▔航颠h(yuǎn)比 MOSFET的體二極管大。

圖5 GaN功率晶體管等效物理模型Fig.5 Equivalent model of GaN transistor

當(dāng)然，由于沒(méi)有了體二極管，因此MOSFET作為同步整流管使用時(shí)的反向恢復(fù)問(wèn)題在 GaN功率晶體管中不再是個(gè)問(wèn)題。

3 傳統(tǒng)驅(qū)動(dòng)方式的問(wèn)題

通常，為了保證電路可靠運(yùn)行，避免直通問(wèn)題，電路中互補(bǔ)工作的兩只開(kāi)關(guān)管在實(shí)際驅(qū)動(dòng)工作時(shí)會(huì)預(yù)留一個(gè)死區(qū)時(shí)間，以確保電路安全可靠實(shí)行換流。以同步整流Buck變換器（見(jiàn)圖6）為例，其主控管與同步整流管的驅(qū)動(dòng)之間也同樣存在這樣的死區(qū)時(shí)間，在控制死區(qū)內(nèi)，電流通過(guò)同步整流管的反向?qū)C(jī)制進(jìn)行換流。當(dāng)變換器工作頻率不高時(shí)，控制死區(qū)可以完全忽略；當(dāng)變換器頻率不斷升高的時(shí)候，這個(gè)問(wèn)題則會(huì)變得比較突出。從功耗的角度來(lái)看，這一段時(shí)間中損耗可以表達(dá)為

圖6 同步整流Buck變換器Fig.6 Synchronous rectified Buck converter

顯然，對(duì)于一定的死區(qū)時(shí)間，頻率升高意味著損耗增大。由于開(kāi)關(guān)管在不同負(fù)載條件下實(shí)際導(dǎo)通、截止的時(shí)間是不一樣的，因此在實(shí)際的電路設(shè)計(jì)中，驅(qū)動(dòng)的死區(qū)時(shí)間是按照最?lèi)毫拥那闆r來(lái)考慮的。以目前常用的單輸入 Buck同步整流的驅(qū)動(dòng)器為例，其設(shè)置的死區(qū)時(shí)間一般為20ns左右，這對(duì)于開(kāi)關(guān)頻率為500kHz左右的POL應(yīng)用場(chǎng)合是合理的，但對(duì)于頻率到MHz甚至10MHz而言，頻率越高其對(duì)占空比的影響越惡劣[7,10]。而GaN功率晶體管的優(yōu)勢(shì)在于兆赫茲的高頻應(yīng)用場(chǎng)合。換而言之，在GaN功率晶體管電路中沿用目前的 Si MOSFET集成驅(qū)動(dòng)方式顯然不可取。

在死區(qū)時(shí)間更小的新一代驅(qū)動(dòng)器出來(lái)之前，簡(jiǎn)單可行的方案無(wú)疑是采用雙輸入的驅(qū)動(dòng)器，通過(guò)控制兩個(gè)輸入信號(hào)的邏輯時(shí)序達(dá)到最小化死區(qū)時(shí)間的目的，以降低GaN功率晶體管在死區(qū)時(shí)間的損耗。這種做法可以有效的減小死區(qū)時(shí)間，但由于開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通、截止的時(shí)間受負(fù)載電流的影響，要時(shí)刻都能滿(mǎn)足死區(qū)時(shí)間最小就必須實(shí)現(xiàn)對(duì)輸入信號(hào)的邏輯時(shí)序進(jìn)行實(shí)時(shí)調(diào)整，這對(duì)于POL這樣一個(gè)小系統(tǒng)顯然不太現(xiàn)實(shí)。下面將基于GaN功率晶體管的方向?qū)C(jī)制提出一種合適的驅(qū)動(dòng)方式。

4 GaN功率晶體管的三電平驅(qū)動(dòng)方式

圖 7中，由KVL定律可知，GaN功率晶體管工作時(shí)三個(gè)結(jié)電容電壓滿(mǎn)足下列關(guān)系：

圖7 GaN功率晶體管結(jié)電容電壓的關(guān)系圖Fig.7 Junction capacitor voltage of GaN transistor

顯然，由這個(gè)表達(dá)式可以推得在驅(qū)動(dòng)尚未建立，GaN處于反向?qū)〞r(shí)，由于VGS=0，反向?qū)▔航稻褪羌釉跂怕O的驅(qū)動(dòng)門(mén)檻電壓Vth，即VGD=VSD=Vth。該反向?qū)C(jī)理也側(cè)面驗(yàn)證了上面提及的GaN的對(duì)稱(chēng)結(jié)構(gòu)，即無(wú)論GD或是 GS有驅(qū)動(dòng)電壓都可以實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)。按照這個(gè)邏輯，為了減小反向?qū)ǖ膲航礦SD理論上存在下列三種可能：①VGS保持為零不變，降低VGD；②VGD仍為Vth，增加VGS；③增加VGS的同時(shí)降低VGD。

第①、第③兩種可能性依賴(lài)于器件的改進(jìn)，這主要是因?yàn)镚aN功率晶體管反向?qū)〞r(shí)VGD實(shí)際就是器件的門(mén)檻電壓。因此，真正可行的是第②種，也就是說(shuō)，在驅(qū)動(dòng)死區(qū)時(shí)間可以適當(dāng)提高柵源極電壓VGS（VGS＜Vth），達(dá)到降低反向?qū)妷篤SD的目的。值得注意的是，這里之所以要保證VGS＜Vth，就是為了避免器件直通導(dǎo)致源短路。

基于上述分析，為了解決死區(qū)時(shí)間GaN功率晶體管導(dǎo)通損耗問(wèn)題，可以在死區(qū)時(shí)間給 GS一個(gè)偏置電平Vgs_d=Vx（Vx＜Vth，見(jiàn)圖 8），這樣相對(duì)于傳統(tǒng)驅(qū)動(dòng)方式的高、低電平而言，在原先兩電平的基礎(chǔ)上多了一個(gè)中間電平Vx。此時(shí)SD反向?qū)ǖ膲航涤性鹊腣th降低到Vth-Vx，理論上，當(dāng)Vx接近Vth時(shí)開(kāi)關(guān)管反向?qū)ǖ膲航禐榱?，這將大幅度降低反向?qū)ㄒ鸬膿p耗。

圖8 Buck-POL中GaN功率晶體管三電平驅(qū)動(dòng)策略Fig.8 3-level driving method for GaN in Buck POL

而由GaN功率晶體管的V-I特性可知，在驅(qū)動(dòng)電壓低于門(mén)檻電壓時(shí)，開(kāi)關(guān)管處于線(xiàn)性工作區(qū)域，此時(shí)開(kāi)關(guān)管的阻抗相對(duì)較大，不會(huì)造成橋臂直通的問(wèn)題，同時(shí)和上管交迭的導(dǎo)通時(shí)間很短，漏電流造成損耗相對(duì)于反向?qū)ǖ膿p耗改善可以忽略不計(jì)。

5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為了驗(yàn)證本文提出的三電平驅(qū)動(dòng)方案，實(shí)驗(yàn)室完成了一臺(tái)同步整流 Buck變換器原理樣機(jī)，樣機(jī)的參數(shù)為：Vin=12V，Vo=1.2V，Io=20A，V1、V2均為 EPC1015，Lf=150nH，fs=1MHz，td=15ns。

圖9給出的是三電平驅(qū)動(dòng)的電路圖，圖10給出的是相應(yīng)的信號(hào)邏輯圖。當(dāng) CON為低信號(hào)時(shí)，電路工作于兩電平驅(qū)動(dòng)狀態(tài)。原理樣機(jī)如圖11所示，需要說(shuō)明的是，為了降低實(shí)驗(yàn)的難度，V1與 V2采用了相同的器件。

圖9 三電平驅(qū)動(dòng)電路Fig.9 3-level driving circuit diagram

圖10 三電平驅(qū)動(dòng)電路信號(hào)邏輯順序Fig.10 Logic signal consequence for 3-Level driving circuit

圖11 原理樣機(jī)照片F(xiàn)ig.11 Prototype picture

圖12和圖13給出的是兩電平和三電平驅(qū)動(dòng)是的柵源極電壓和漏源極電壓形，由于GaN功率晶體管體積太小，這里沒(méi)有測(cè)試漏極電流。從實(shí)驗(yàn)波形可以看出三電平驅(qū)動(dòng)方式有效降低了 GaN功率晶體管反向?qū)▔航?。圖 14給出的是樣機(jī)在不同Vx下的效率對(duì)比。顯然，在Vx＜Vth的前提下，增大Vx意味著變換器效率的提高。

圖12 GaN兩電平驅(qū)動(dòng)及DS電壓Fig.12 2-level GS and DS voltage of GaN transistor

圖13 GaN三電平驅(qū)動(dòng)及DS電壓波形Fig.13 3-level GS and DS voltage of GaN transistor

與此同時(shí)，為了比較GaN與Si MOSFET的性能，這里同樣給出了一組優(yōu)化設(shè)計(jì)的 Si MOSFET樣機(jī)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果，V1和 V2分別采用 TI公司的CSD16410和CSD16325，其余參數(shù)保持一致。在工作頻率為1MHz時(shí)，GaN兩電平驅(qū)動(dòng)的滿(mǎn)載效率要高于 MOSFET；但是由于其反向?qū)▔航颠h(yuǎn)大于MOSFET的體二極管壓降，因此其輕載工作時(shí)的效率要遠(yuǎn)低于MOSFET。

圖14 效率曲線(xiàn)對(duì)比Fig.14 Measured efficiency

另外，為了證明驅(qū)動(dòng)方法改進(jìn)的必要性，將本文所提出的控制策略與 V2并聯(lián)肖特基二極管的情形進(jìn)行了對(duì)比。其中，Vx=1.5V，當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率上升到2MHz時(shí)，濾波電感減小到80nH，其余參數(shù)保持不變。圖 15給出了效率曲線(xiàn)對(duì)比，在滿(mǎn)載條件下，fs=1MHz時(shí)，三電平驅(qū)動(dòng)方案比并聯(lián)二極管方案的效率高0.3%；當(dāng)頻率上升到2MHz時(shí)，三電平方案的優(yōu)勢(shì)接近 1%。也就是說(shuō)，隨著頻率上升，所提的三電平方案優(yōu)勢(shì)增大，這對(duì)于適用于高頻開(kāi)關(guān)的GaN功率晶體管而言是十分必要的。

圖15 效率曲線(xiàn)對(duì)比Fig.15 Measured efficiency

6 結(jié)論

本文針對(duì)GaN功率晶體管在高頻POL應(yīng)用場(chǎng)合，基于對(duì)GaN電氣特性的分析提出一種三電平的驅(qū)動(dòng)方案以減小 GaN功率晶體管反向?qū)〞r(shí)的壓降，從而達(dá)到改善變換器效率的目的。

實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，本文所提出的GaN功率晶體管三電平驅(qū)動(dòng)方案對(duì)高頻應(yīng)用是有效且必要的，也將為 GaN功率晶體管的的廣泛應(yīng)用起到巨大的促進(jìn)作用。

[1] Lidow A. Is it the end of the road for silicon in power conversion[R]. Application Note, Efficient Power Conversion Corporation, 2010.

[2] GaNPowIR—an introduction[R]. Presentation in IEEE Applied Power Electronics Conference 2010,International Rectifier, 2010.

[3] GaNPowIR update[R]. Presentation in IEEE Applied Power Electronics Conference 2011, IR Co., 2011.

[4] Colino S L, Beach R A. Fundamentals of galliun nitride power transistors[R]. Application Note,Efficient Power Conversion Corporation, 2010.

[5] Bhatnagar M, Baliga B J. Comparison of 6H-SiC,3C-SiC, and Si for power devices[J]. IEEE Transactions on Electron Devices, 1993, 40(1):645-655.

[6] Ikeda N, Kay a S, Li J, et al. High power AlGaN/GaN HFET with a high breakdown voltage of over 1. 8kV on 4 inch Si substrates and the suppression of current collapse[C]. Proceedings of IEEE International Symposium on Power Semiconductor Devices and IC′s 2008: 287-290.

[7] Zhang Z, Fu J, Liu Y, et al. A new discontinuous current source driver for high frequency power MOSFETs[C]. Proceedings of IEEE Energy Conversion Congress and Exposition, 2009: 1655-1662.

[8] ISL89163器件手冊(cè)[Z]. Intersil, 2010.

[9] LM5113器件手冊(cè)[Z]. Texas Intersil, 2012.

[10] Wang B, Tipirneni N, Riva M, et al. An Efficient High-Frequency Drive Circuit for GaN Power HFETs[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 2009 45(2): 843-853.

[11] 劉教民, 李建文, 崔玉龍, 等, 高頻諧振逆變器的功率 MOS管驅(qū)動(dòng)電路[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2011,26(5): 113-118.Liu Jiaomin, Li Jianwen, Cui Yulong, et al. Power MOSFET gate driver of the high frequency resonant inverter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2011, 26(5): 113-118.

[12] EPC1015器件手冊(cè)[Z]. Efficient Power Conversion Corporation, 2010.

[13] IRF6618器件手冊(cè)[Z]. International Rectifier, 2008.