李 偉，劉順蘭，包建榮

(杭州電子科技大學通信工程學院，浙江杭州310018)

0 引言

隨著人類探索外太空活動的開展，美國國家航空航天局開發(fā)了一種新的無線電接收機技術，即自主無線電接收機。它在不需大量有關信號特性的先驗信息下，就可有效地接收信號［1］。一組能自主識別各種信號特征的模塊，包括數(shù)據(jù)速率、符號時鐘、載波頻率和相位、調制指數(shù)、調制類型和信噪比等特征［2］。自主無線電接收機技術主要應用于中繼多個深空航天器之間的通信信號。與傳統(tǒng)無線電接收機相比，它能夠自動識別輸入信號的特性，自動重新配置接收機而進行接收。本文在無線電信號通用模型的基礎上分析總結了自主無線電接收機的結構模型，討論了參數(shù)估計的順序和算法，并著重對粗估計階段使用的利用歸一化的準對數(shù)似然比的調制識別算法進行了改進。

1 自主無線接收機原理

1.1 信號模型

式中，Pd和Pc分別是實帶通數(shù)據(jù)和殘留載波信號的功率，且β=arctan為調制指數(shù);dk(t)=Akejθkg(t)為第k個波形的復調制，且Ak是歸一化的幅度，滿足E[]=1;θk為第k個符號的相位調制;g( t)表示副載波調制;p(t)為脈沖形狀，滿足t)=1;T為符號周期;θc(t)為載波相位，在[0，2Π)上均勻分布。對于接收機，時鐘和載波相位最初是未知的，且存在噪聲。若假設在接收機的前端載波頻率為ω 被估計為，則殘留載波頻率分量ω=ω-轉換到基帶后仍然存在為:

式中，ε為定時誤差且在[0，1)上均勻分布;n(t)是通帶加性高斯白噪聲過程，其雙邊功率譜密度為N0/2(W/Hz) ，且(t)是其復基帶形式。

1.2 參數(shù)估計順序

對于自主無線電接收機而言，準確地估計信號參數(shù)是非常重要的。根據(jù)以上提出的無線電信號模型可以得到待估計的參數(shù)，如表1所示:

表1 待估計的信號參數(shù)

由于自主無線電接收機的每個估計器的性能好壞受到其他參數(shù)的信息的限制，各個參數(shù)的估計之間存在因果循環(huán)問題。即某一個參數(shù)估計的輸入可能是另一個參數(shù)估計的輸出，反之亦然。如果未得到數(shù)據(jù)速率和符號時鐘的情況下，是不能確定調制類型的［4］。所以，合理地確定參數(shù)的估計順序是關鍵。如圖1所示即為現(xiàn)有的一種較為合理的參數(shù)估計順序。

圖1 參數(shù)估計順序

自主無線電接收機的參數(shù)估計過程可分為:粗估計和精估計階段。在粗估計階段，信號流都是單向的，沒有反饋，此階段使用最少的參數(shù)信息的估計算法。在粗估計階段后，所有得到的信號參數(shù)的估計都能被后續(xù)迭代中的所有模塊所用。因此，在精估計階段可利用的信息更多，故可采用性能更好的估計技術。在精確估計階段，各模塊能夠反復更新其估計，直到收斂。詳細的自主無線電接收機參數(shù)估計過程如圖2所示，其中DTTL為數(shù)據(jù)跳變跟蹤環(huán)，CSSS為交叉譜符號同步器，PLL為鎖相環(huán)。

圖2 詳細的自主無線電接收機參數(shù)估計過程

2 參數(shù)估計算法的仿真及分析

對于調制指數(shù)和頻率的估計在文獻2中已有詳細的介紹。而數(shù)據(jù)速率、信噪比、脈沖形狀和粗略符號時鐘之間彼此高度依賴。故采用聯(lián)合估計的方法實現(xiàn)有效的信號檢測。其聯(lián)合估計方法主要可基于分離符號矩估計算法［5］。該算法從每個接收的數(shù)據(jù)符號的前半部分和后半部分抽取信息作和與差，形成估計統(tǒng)計量。此外，還能對常規(guī)分離符號矩估計算法算法進行改進，把符號分割成更多部分。且分割數(shù)目依賴于信噪比范圍。改進后的算法在整個信噪比范圍內估計方差都接近克拉美羅限。該方法在理論上保證了在貝葉斯最小誤判代價準則下分類結果是最優(yōu)的［6］。

在粗估計階段，因所得參數(shù)信息有限，故選擇所需較少參數(shù)信息的識別器。通過對最大似然估計的簡化，可得一種以準對數(shù)似然比［7］為衡量標準的識別器，定義如下:

式中，r～n=，n=0，1，2，…，N-1為匹配濾波器輸出端在時刻 n觀測量。但由文獻7可知，確定該算法的判決門限值需要信號功率Pt及噪聲方差σ2的信息。為了得到一種使用更少參數(shù)信息的識別器，可對準對數(shù)似然比進行歸一化處理，得到歸一化準對數(shù)似然比，即為:

所以，此衡量標準不需要Pt和σ2的信息即可將MPSK和M'PSK(M'〉M)區(qū)分。

但在深空通信中通常信噪比較低且存在較大的多普勒頻偏，經過頻率估計器后仍會存在一定的頻偏。當存在頻偏Δf(Hz)時，在每個符號間隔內會有2ΠΔfT(rad)的相位旋轉。則式4分子中項將包含相位因子ejMnΔωT，其中Δω=2ΠΔf。故分子中各求和項的相位將不能對齊，進而不能正常將MPSK區(qū)分出來。為了解決該問題，可用共軛差分的方法，即用代替以消除求和項中的相位因子ejMnΔωT，即可消除頻偏對識別器的影響。此時式4修改為:

以下以BPSK和QPSK為例，在是否存在頻偏的情況下，對算法進行仿真比較，得到在不同符號信噪比下的 nqLLR值。仿真參數(shù)如下:信道為 AWGN信道，抽樣頻率為960kHz，載波信號頻率為1.2MHz，波特率為 100 Baud，碼元數(shù) N=10 000，頻偏存在時分別取 Δf=100Hz，10kHz，100kHz，仿真結果如圖3-6所示。

仿真結果表明:當不存在頻偏時，改進后的算法與之前算法相比性能雖有所降低，但仍能區(qū)分出BPSK和QPSK調制;然而在頻偏存在時，之前的算法不能識別出BPSK調制，改進后的算法仍可以較好地識別出BPSK調制信號且性能好壞受頻偏大小的影響不大。

3 結束語

隨著航天技術的發(fā)展和各種各樣的航天器的使用，這種無需人工介入，能夠自主識別并處理無線電信號的接收機技術將會成為深空通信的關鍵技術。同時，其參數(shù)估計技術除在航天領域具有重要意義外，在通信信號盲估計方面也具有重要的理論和應用價值。

［1］ Jon Hamkins，Marvin Simon.Dolinar.An overview of the architecture of receivers of autonomous radio［R］.The Interplanetary Network Progress Report，2004:1-14.

［2］ Jon Hamkins，Marvin Simon.Autonomous software-defined radio receivers for deep space applications［M］.New York:John Wiley＆ Sons，2006:1-9.

［3］ John Proakis.Digital communications，fourth edition［M］.Beijing:Publishing House of Electronics Industry，2001:148-221.

［4］ 胡圣波，孟新.深空探測中的自主無線電接收機關鍵技術［J］.空間科學學報，2007，27(6):512-517.

［5］ Pauluzzi，Beaulieu.A comparison of SNR estimation techniques for the AWGN channel［J］.IEEE Trans Commun，2000，19(6):1 681-1 691.

［6］ 張明友，呂明.信號檢測與估計［M］.北京:電子工業(yè)出版社，2005:1-45.

［7］ Huang，Polydoros.Likelihood methods for MPSK modulation classifications［J］.IEEE Trans Commun，2005，43(8):1 493-1 504.