李軍科， 楊國華， 吳建軍

(1.江蘇省無線傳感系統(tǒng)應用工程技術開發(fā)中心，江蘇無錫 214153;

2.無錫商業(yè)職業(yè)技術學院電子工程學院，江蘇無錫 214153)

0 引言

無刷直流電機采用電子換向原理，調速性能好、起動轉矩大、維護方便，在醫(yī)療儀器、機床工業(yè)、紡織工業(yè)、汽車等領域得到了廣泛應用。數(shù)字信號處理器(DSP)作為實時處理的高速度、高精度CPU，相對單片機可完成更加復雜算法的電機控制，DSP與無刷電機相結合是目前無刷直流電機(Brushless DC Motor，BLDCM)數(shù)字控制的熱點［1］。

TMS320F2806芯片作為美國 TI公司的TMS320C2000TM系列產(chǎn)品，以高集成、高性能優(yōu)點為運動控制領域產(chǎn)品開發(fā)提供了良好平臺。本文以TMS320F2806芯片(以下簡稱F2806)為主處理器，完成了BLDCM驅動器的外圍電路設計與軟件實現(xiàn)，并對樣品性能進行了系統(tǒng)測試。感器、控制電路及邏輯開關換向裝置。定子繞組所產(chǎn)生的磁場與轉動中轉子磁鋼產(chǎn)生的永磁磁場，在空間始終保持90°電角度。這樣就使得兩個磁場產(chǎn)生最大平均轉矩而驅動電機不停地旋轉。如圖1所示，目前在無刷電機控制領域，六管全橋逆變器應用最為廣泛。對VTx(x=1，2…6)如何控制，以便獲取最好的轉矩與調速性能十分重要。

圖1 三相星型BLDCM系統(tǒng)結構圖

1 BLDCM原理及單斬PWM控制

BLDCM由定子與轉子組成，同時包含位置傳

如圖2所示。采用常用的兩兩導通Y型連接，每個瞬間只有兩個功率管VTx導通，每隔1/6周期換相一次，每次換相一個功率管，每個功率管導通120°電角度。各功率管的導通順序VT6VT1—VT1VT2—VT2VT3—VT3VT4—VT4VT5—VT6VT1。例如，當功率管VT6VT1導通時，電流從VT1管流入A相繞組，再從B相繞組流出，經(jīng)VT6管回到地。每次換相合成轉矩方向大小不變，方向按電角度60°變化。假設正轉按如上次序換相，反轉則逆次序換相。

圖2 兩兩導通Hpwm-Lon PWM方式

開關管控制采用PWM方式。不同的PWM方式對換相轉矩脈動影響不同。必須選擇合適的調制方式使換相轉矩脈動最小。圖2給出了單斬控制PWM波調制過程。分析證明，在給定相同的占空比及相同的母線電壓下，單斬方式下繞組電流的穩(wěn)態(tài)值要大于雙斬方式下繞組電流的穩(wěn)態(tài)值，并且雙斬方式下功率開關動態(tài)功耗大，發(fā)熱比較嚴重。本設計方案采用上橋 PWM，下橋恒通［2］。

2 系統(tǒng)硬件電路

控制器總體方案如圖3所示。以F2806為主控芯片，包括電流采樣與調理電路、逆變器功率驅動電路、過電流保護電路、PC機通信RS-232接口電路、光藕隔離電路、轉速給定及系統(tǒng)電源電路。由于篇幅所限，只詳細介紹主控芯片、功率驅動電路、電流檢測及系統(tǒng)電源電路。

F2806處理器是基于TMS320C2xx內核的定點DSP，是集成度較高、性能較強的運動控制系列器件。F2806相比F2812提供了增強型外設模塊ePWM、eCAP和eQEP。內核與I/O電壓1.8 V與3.3 V。時鐘頻率經(jīng)內部鎖相環(huán)倍頻后可達100 MHz。主要實現(xiàn)對電流與轉速的調節(jié)與PWM邏輯輸出［3］。

功率驅動電路如圖4所示，逆變功率開關管采用IRF540N，其額定電壓和額定電流分別達500 V和20 A，驅動芯片采用 IR公司生產(chǎn)的IR2103，該芯片輸入HIN和輸出HO同相，LIN與LO反向。這一點與IR2101不同，后者輸入與輸出都同相。最高能夠驅動直流電壓為600 V。輸入端HIN、LIN具有施密特觸發(fā)器，能夠自動屏蔽小的擾動，防止誤動作。在系統(tǒng)上電復位時，DSP的電機PWM控制模塊要設置為通用IO口，HIN控制管腳設置低電平，LIN控制管腳接高電平。IRF540高電平導通。這樣就可以確保在復位時不會出現(xiàn)橋臂直通燒壞MOS管。這里給出了A相半橋驅動電路。B相、C相驅動電路與A相相同。自舉電容選擇10 μf無極性電容。開關管并聯(lián)快速恢復二極管US2D。0.22 Ω/2 W的兩個電阻并聯(lián)串接在直流母線與地之間完成電流采樣。

圖4 A相功率驅動電路

圖3 BLDCM硬件總體方案圖

過電流保護電路如圖5所示。母線電流信號經(jīng)采樣電阻轉換成電壓信號輸入“軌到軌”運放LMV324放大。其中一路經(jīng)低通RC濾波器后輸?shù)紽2806的AD口，另一路作為LM393比較器輸入，當檢測電流大于設定電流時，LM393輸出高電平信號送IR2103接切斷PWM波輸出，以防意外事故發(fā)生。

圖5 過電流檢測電路

系統(tǒng)電源電路見圖6，UC3843是一種高性能固定頻率電流型控制器，包含誤差放大器、PWM發(fā)生器、PWM鎖存器、振蕩器、內部基準電源和欠壓鎖定等單元。開機時，24～50 V電壓經(jīng)電阻分壓后向UC3843芯片7腳提供16 V起動電壓，正常工作后，變壓器輸出12 V電壓作為其工作電壓。反饋電壓與內部誤差放大器同向輸入端基準電壓比較，作電壓反饋控制。在開關管源極串接小阻值電阻電流采樣，作電流反饋控制。4腳時鐘振蕩器接定時電阻與定時電容。T1是高頻開關電源變壓器。12 V電壓輸出提供IR2103工作電壓，經(jīng)由7805芯片輸出5 V電壓。TI專用電源芯片TPS767HD318接受5 V輸入，并輸出兩路1.8 V/3.3 V供F2806內核和外設單元。

圖6 系統(tǒng)電源電路

3 電機換相、轉速PID調節(jié)

3.1 換相與轉速計算

轉子位置信號是通過三個霍爾傳感器得到的，每一個霍爾傳感器都能夠產(chǎn)生180°脈寬的輸出信號。并且輸出信號互差120°相位角。這樣它們在每個機械轉中共有6個上升或者下降沿，分別對應著6個換相時刻。將F2806的eCAP單元設置為雙沿觸發(fā)捕捉中斷功能。在每個中斷捕獲程序內設置CAP1～CAP3為I/O輸入口，并檢查它們的電平狀態(tài)，由此修改ePWM1～ePWM3單元AQCSFRC、AQCTLA/B寄存器，實現(xiàn)開關管控制信號輸出。在捕獲中斷程序中，執(zhí)行換相后重新設置CAP1～CAP3捕獲狀態(tài)，等待下一次換相操作［4］。

3.2 轉速PID調節(jié)

電機轉速采用經(jīng)典PID控制。假設r(t)是給定值，y(t)是系統(tǒng)的實際輸出值，給定值與實際輸出值構成控制偏差e(t)，e(t)作為PID控制器

同時，轉子位置信號還用于檢測電機轉速。選擇定時器0對兩次換相時間間隔頻率計數(shù)。在每次捕獲中斷中，首先把計數(shù)器的值保存在速度參數(shù)變量區(qū)，并與上次計數(shù)器的值相差，就能得到兩次換相的時間間隔。每次換相對應60°轉子電角度變化。在捕獲中斷程序結束時對定時器先關后開，計數(shù)清零，進行下次換相測量。電機轉速n、極對數(shù)p、定時器計數(shù)值T、計數(shù)頻率f四者之間關系可用式(1)計算［5］:的輸入，u(t)作為PID控制器的輸出和被控對象的輸入。模擬PID寫成式(2):

本系統(tǒng)采用TMS320F2806對電機轉速作數(shù)字控制，需對模擬PID離散化處理，得到離散PID公式，如式(3)所示:

式中:Kp，Ki，Kd分別稱之為PID控制器的比例、積分、微分系數(shù)。

為了計算方便，對式(3)變化形式，只計算控制量的增量Δu，可以使用增量式PID控制算法，如式(4)所示:

可以看出，如果PID參數(shù)確定，只要用前后3次測量值的偏差，就可以由式(4)求出控制增量。結合上一次輸出Uk－1，可以計算當前PID輸出Uk。

在實際控制電機轉速時，通過積分限幅和輸出限幅，可有效減小超調。為了使控制系統(tǒng)能夠穩(wěn)定，當速度采樣誤差小于某設定閥值時，就可以認為當前次誤差為零，這樣可以避免一些小的擾動引起的系統(tǒng)振蕩。PID轉速調節(jié)在電流采樣中斷程序中完成。考慮到母線電壓、電流脈動，程序中對電流、電壓采樣數(shù)值作多次平均計算。同時，在程序中設計PID調節(jié)計數(shù)變量，以250 ms為轉速調節(jié)時間單位。PID輸出分別更新ePWM1、ePWM2、ePWM3 單元 CMPA.half.CMPA、CMPB比較寄存器［6］。

4 BLDCM軟件實現(xiàn)

本文項目程序在CCS2.2版本下完成。CCS代碼設計工作室是TI公司推出的集成可視化DSP軟件開發(fā)工具。無刷直流驅動軟件主要包含三個功能模塊:主程序、捕獲中斷程序、adc采樣中斷程序。

主程序主要完成變量與參數(shù)的初始化設置。數(shù)據(jù)類型由 int、unsigned int、float組成，整個程序執(zhí)行浮點計算。分別定義hall信號狀態(tài)、電機轉向、直流母線電壓、電流、PWM占空比、轉速為基本變量。采用比例積分 PI調節(jié)，令微分系數(shù)Kd=0。Kp、Ki根據(jù)電機與負載環(huán)境采用“試湊法”方法確定。主程序開始階段，在系統(tǒng)初始化函數(shù)中對時鐘鎖相寄存器作10倍頻設置，確保主芯片在100 MHz工作。初始化eCAP1/2/3捕獲引腳為GPIO輸入。選擇ADCINA0/1為直流母線電壓與電流采樣通道。單序列SEQ1順序采樣。采樣中斷觸發(fā)起用ePWM周期匹配。ePWM1/2/3模塊六路輸出經(jīng)光耦隔離后經(jīng)IR2103驅動開關管，完成兩管導通H_pwm－L_on調制。BLDCM起動時，占空比寄存器初始值設定為50%。eCAP、ePWM、ADC模塊初始化后，開中斷等待中斷發(fā)生［7-8］，如圖7所示。

圖7 BLDCM驅動主程序

捕獲中斷程序主要完成三路hall信號電平檢測，并根據(jù)檢測到狀態(tài)與電機轉向設定完成機械轉6次換相。ePWM單元管腳輸出有強制高、強制低、高有效及低有效四種不同情況。電機轉速計算時，定義定時器0中斷計數(shù)變量count為全局型。在捕獲中斷程序中讀count值可以確定兩次換相時間間隔，如圖8所示。

采樣中斷程序主要完成母線電壓與電流采樣，本項目中只對轉速進行PI調節(jié)。電流電壓主要用于過/欠電壓、過電流保護。對多次采樣值作簡單的數(shù)學平均完全可以實現(xiàn)項目設計要求。電機轉速調節(jié)采用增量PID算法，調節(jié)過程中每次增量值限幅，減少調節(jié)過程中振蕩現(xiàn)象，如圖9所示。HO、LO信號波形。這兩路波形完成A相上管與下管控制。上管PWM調制期間，下管保持截止狀態(tài)。不存在死區(qū)控制。

圖11 A相上下橋開關管控制信號

圖8 捕獲中斷程序

圖9 采樣中斷程序

除此之外，系統(tǒng)通過F2806的SCI口完成了與上位機的RS-232通信。用戶可以通過PC機實現(xiàn)電機的轉速、過流保護值設定，同時也可以把所出現(xiàn)的故障反饋給上位機，供上位機參考及處理。

5 試驗結果分析

在前面理論分析與實際系統(tǒng)設計基礎上構建了試驗系統(tǒng)。對F2806平臺無刷直流系統(tǒng)進行調速性能測試。BLDCM型號選擇57BL，極對數(shù)4，額定功率80 W，額定電壓24 V，額定電流5 A，額定轉速3 000 r/min。

圖10是轉速設定2 000 r/min時霍爾傳感器兩路波形輸出?；魻栯娐肥褂?5 V電源?；魻栃盘栔芷?7 ms，兩路時延 4.7 ms，相位差 120°。測試結果還表明，選擇TDS1012B雙通道示波器檢測任意兩路霍爾信號，都滿足三相BLDCM霍爾信號相位角相差120°的設計要求。

圖12給出了A相上管PWM調制與C相下管恒通的HO與LO輸出波形。邏輯控制完全滿足圖2設計要求。兩次換相時間間隔為1.16 ms，即60°電角度換相。選擇下橋換相。

圖12 兩管導通H_pwm－L_on調制波形

圖13給出了帶載下A相電流“方波”波形。轉速給定，加大負載，電流的方波特征更為明顯。

圖10 兩路霍爾信號波形

圖13 A相電流波形(帶載)

圖11給出了A相半橋芯片IR2103輸出

6 結語

本文在F2806 DSP平臺上設計了BLDCM的調速系統(tǒng)的硬件與軟件，實現(xiàn)了電機的平穩(wěn)運行。PI算法很好地改善了系統(tǒng)動態(tài)調速性能，但換相瞬間產(chǎn)生的轉矩脈動問題需要增加系統(tǒng)分析。

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