夏澤中，任大慶，任薛蓓，楊榮德

(武漢理工大學(xué)自動化學(xué)院，湖北 武漢 430070)

隨著電力電子裝置的廣泛使用，諧波干擾越來越受到人們的關(guān)注。目前，帶有功率因數(shù)校正的開關(guān)變換器通常分為單級結(jié)構(gòu)和兩級結(jié)構(gòu)兩類[1]。在兩級結(jié)構(gòu)的電路中，第一級類似于Boost型PFC電路，目的在于控制輸入功率因數(shù)并且抑制輸入電流的高次諧波;第二級為DC/DC變換器或DC/AC變換器，目的在于調(diào)節(jié)輸出以便與負(fù)載匹配。由于兩級分別有自己的控制環(huán)節(jié)，使得該電路具有良好的性能，但由于器件太多，故成本提高很多，因而兩級方案大多用于精密電源和大功率電源的功率因數(shù)校正中。單級結(jié)構(gòu)的電路將PFC級和DC/DC級整合在一起，同時完成因數(shù)校正和輸出電壓調(diào)節(jié)兩項功能，平均電流的單周期控制方式既簡化了控制電路，又降低了成本，同時還減少了變換器的損耗[2]。

目前單級PFC變換器拓?fù)涞难芯恐饕捎脝伍_關(guān)方案，僅限于小功率電源。原因在于:首先，單級變換器要求兼顧輸出電壓的快速調(diào)節(jié)及輸入電流波形的控制，而單開關(guān)方案在設(shè)計中存在許多不足，使電路元器件的利用率下降;其次，單級變換器雖能實現(xiàn)部分能量直接向輸出側(cè)傳遞，但其比例較小，因此總體效率可能會低于兩級變換器，從而使單級變換器的成本優(yōu)勢難以體現(xiàn);與兩級變換器相比單級變換器存在著輸入電流畸變率較高的缺點，通常高達(dá)40% ～70%。同時，當(dāng)電源的輸出功率增加或多臺電源并聯(lián)運行時，其諧波將不能滿足要求，使得電路拓?fù)?、器件成本及效率等各項指?biāo)都難以令人滿意[3-4]。

筆者提出了一種新型單級隔離型PWM變換器。該單級變換器能減少電路元器件數(shù)量，提高電路效率，實現(xiàn)較低輸入電流畸變，使電路滿足相應(yīng)的諧波標(biāo)準(zhǔn)。通過對電路拓?fù)涞母鱾€工作模式分析和仿真實驗研究，驗證了該拓?fù)浼翱刂品绞嚼碚撋系恼_性，并對實驗樣機進(jìn)行試驗研究，得到了預(yù)期的結(jié)果。

1 工作原理及特性分析

單級隔離型PWM變換器新拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 帶功率因數(shù)校正的PWM變換器

通過控制器控制4個MOS管的開通和關(guān)斷，使主電路既能實現(xiàn)功率因數(shù)校正，輸入電流和電壓同相位，又能控制輸出電壓穩(wěn)定可調(diào)。下面具體分析主電路的工作過程。

主電路可以分為正負(fù)兩個半周工作，且各有4種工作模式，在正半周時控制邏輯與工作模式如圖2所示。

工作模式1:S2導(dǎo)通，S1、S3、S4關(guān)斷，電流經(jīng)過 L1、D1、S2、Cd、D4通過電感 L1給電容 Cd充電。

工作模式2:S2、S3導(dǎo)通，電容Cd通過高頻變壓器原邊放電，電容上的電壓大于電源電壓，電源電壓被鉗制。

工作模式3:S1、S4導(dǎo)通，電容Cd通過高頻變壓器原邊反向放電，同時電源經(jīng)過Boost回路為電感充電。

工作模式4:S4導(dǎo)通，電源經(jīng)過Boost回路繼續(xù)為電感充電。

在正半周時，S2與S4互補工作，S3與S2后沿同步，S1與S4前沿同步。該電路相當(dāng)于把Boost回路與逆變回路疊加在一起。S2與S4協(xié)調(diào)控制電路的功率因數(shù)，S1與S3導(dǎo)通時間相等，保證高頻變壓器不偏磁，S1與S3的導(dǎo)通時間控制輸出電壓的大小[5-6]。

電源在負(fù)半周時，工作過程與正半周對偶相似。負(fù)半周控制邏輯與工作模式如圖3所示。

圖2 電源正半周控制邏輯與工作模式圖

圖3 電源負(fù)半周控制邏輯與工作模式圖

該電路提高了電路中各個元器件的使用效率，使單級控制可以用于大功率場合。為了提高效率，減少MOS管開通關(guān)斷的損耗，可以采用零電壓或者零電流等軟開關(guān)技術(shù)。

2 主電路的仿真

采用Matlab對主電路進(jìn)行仿真，利用Power Simulink搭建主電路的模型。為了降低建模的難度，同時保證建模的準(zhǔn)確性，鑒于正負(fù)半周工作對稱互補，可以僅對主電路的正半周進(jìn)行建模[7]，模型如圖4所示。

設(shè)置電感L1為0.4 mH，電感工作在CCM模式[8];設(shè)置電容 C1為 1 000 μF，以減小電壓的波紋;為了防止整流輸出100 Hz和120 Hz紋波干擾，設(shè)定電壓環(huán)截止頻率為65 kHz;設(shè)置電阻R1為10 Ω的負(fù)載電阻;同時設(shè)置R2為30 kΩ的假負(fù)載;設(shè)置開關(guān)頻率為50 kHz;仿真采用離散仿真，仿真算法為obt23，時間設(shè)定為0.5 s。反饋采用平均電流控制模型搭建，采用電流內(nèi)環(huán)和電壓外環(huán)，內(nèi)環(huán)電流的采樣來自主電路的電感前端，電壓反饋采樣來自電容上的電壓反饋比例。兩個開關(guān)模型根據(jù)零電流采樣，判斷PWM波送入哪一路MOS管[9]。仿真波形如圖5所示。

從圖5中可以看出，輸入電流可跟蹤輸入電壓，波形僅出現(xiàn)了微小的畸變。主電路中的電容經(jīng)過阻尼振蕩也回到了穩(wěn)定狀態(tài)，紋波較小。

3 硬件實現(xiàn)與實驗結(jié)果

基于新型拓?fù)?，設(shè)計了一臺額定功率為120 W，輸出額定電壓為60 V，額定電流為2 A的實驗樣機。變壓器原邊大電容的額定電壓為400 V。實驗樣機采用如圖1所示的主電路結(jié)構(gòu)和圖6所示的控制電路結(jié)構(gòu)。

在選擇開關(guān)管時，額定電流必須大于電感電流，電壓考慮1.2倍的安全裕量，電流考慮1.5倍的安全裕量。由于MOS開關(guān)管在一個工作過程中，既要作為Boost的充電回路，又要承擔(dān)電容放電回路的電壓電流，可以采用8 A，500 V的IRF840元件。變壓器原邊采用450 V/1 000 μF的電解電容。控制電路由輸入側(cè)直流電壓控制閉環(huán)及輸出電壓控制閉環(huán)構(gòu)成。輸入側(cè)直流電壓控制采用英飛凌公司生產(chǎn)的單周期控制芯片ICE1PCS01元件，逆變控制采用SG3525A芯片。單周期控制技術(shù)取代了傳統(tǒng)平均電流控制方式中的乘法器，并且無需檢測輸入交流電壓，其突出特點是無論暫態(tài)和穩(wěn)態(tài)，都能保證受控量的平均值恰好等于或者正比于控制參考信號，同時，其動態(tài)性能好，明顯降低了電路的復(fù)雜度。通過積分電路對ICE1PCS01輸出的 PWM波進(jìn)行處理，將ICE1PCS01的振蕩信號送至同步頻率形成電路和SG3525A的 SYNC管腳，以保證 SG3525與ICE1PCS01能夠同步工作。電壓調(diào)節(jié)器輸出與SG3525的鋸齒波進(jìn)行比較產(chǎn)生兩路相反的PWM信號。PWM反向器件采用MIC4426元件，該元件為專用的PWM反向器件，輸入一路PWM，可以得到一路互補的信號和一路原信號?？刂齐娐返哪康木褪潜ＷC產(chǎn)生符合預(yù)期的控制信號邏輯。

圖4 主電路正半周仿真模型

圖5 仿真波形圖

圖6 控制電路結(jié)構(gòu)圖

電壓基準(zhǔn)采用TL431元件，能穩(wěn)定電壓并且反饋給光耦。光耦隔離采用PC817元件，光耦反饋的電壓輸入到SG3525A的Vref管腳。實驗樣機的電流波形界面圖如圖7所示。

圖7 輸入電流波形界面圖

從實驗結(jié)果可知，輸入電流基本上實現(xiàn)了跟蹤輸入電壓，獲得了較好的功率因數(shù)校正效果，同時，輸出的直流電壓也比較穩(wěn)定。不足之處是為了兼顧PFC，使得輸出調(diào)壓范圍有所限制。故該變換器適合應(yīng)用于低電壓大電流場合。

4 結(jié)論

筆者提出了一種基于橋式電路的單級隔離型PWM變換器拓?fù)?，對其工作原理及控制方式進(jìn)行了分析研究。仿真和實驗結(jié)果表明，該電路拓?fù)渚哂辛己玫墓β室驍?shù)校正功能，輸入電流的總諧波畸變率較低[10]，完全可以在實際中應(yīng)用，由于該實驗樣機采用了單周期控制芯片，其外圍電路結(jié)構(gòu)簡單，動態(tài)性能好。

[1] 裴云慶，倪嘉，王兆安.一種新型單級PFC拓?fù)浼翱刂品绞窖芯縖J].電力電子技術(shù)，2005(12):18-19.

[2] 許化民，阮新波，嚴(yán)仰光.單級功率因數(shù)校正AC/DC變換器的綜述[J].電力電子技術(shù)，2001(1):15-16.

[3] 劉鴻鵬，王衛(wèi)，劉永光.一種新型無橋Buck-Boost PFC 變換器的研究[J].電工技術(shù)學(xué)報，2007，22(增刊):20-21.

[4] 董曉偉，裴云慶，曹建安，等.一種新型單級變換器的研究[J].電力電子技術(shù)，2004(8):17-19.

[5] ZHANG J D，F(xiàn)RED C L，MILAN M J.An improved CCM sigle stage PFC coverter with a low frequency auxiliary swich[J].IEEE Trans on Power Electronics，2003，18(1):44-45.

[6] 蘇斌，杭麗君.新型單級隔離型軟開關(guān)功率因數(shù)變換器[J].中國電機工程學(xué)報，2008(1):20-21.

[7] 張純江，周欣潔.新型單級隔離式半橋PFC變換器[J].電力電子技術(shù)，2005(12):43-44.

[8] 瞿成明，江明.基于對偶變換的新型單級PFC變換器研究[J].通訊電源技術(shù)，2007(1):23-24.

[9] 楊旭.開關(guān)電源技術(shù)[M].北京:機械工業(yè)出版社，2002:42-56.

[10] 萬軍，王建海，馬彥兵.三相AC/DC變換器的滑膜電流控制[J].電力電子技術(shù)，2005(10):27-29.