張 偉 李 斌 劉 云 趙成林(北京郵電大學(xué)泛網(wǎng)無線通信教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 北京 100876)

②(工業(yè)和信息化部通信計(jì)量中心 北京 100088)

1 引言

隨著高質(zhì)量數(shù)據(jù)傳輸?shù)挠脩趔w驗(yàn)不斷提升，人們對無線通信傳輸速率與信號(hào)帶寬的需求也與日俱增。而目前主流無線技術(shù)，如超寬帶技術(shù)(Ultra Wide Band, UWB)和 IEEE 802.11n 標(biāo)準(zhǔn)，即使采用高階調(diào)制和多天線技術(shù)，能提供的最高速率也僅為數(shù)百 Mbps[1]。與此同時(shí)，低頻段頻譜資源越來越緊張，在一定程度上極大限制了無線新技術(shù)的發(fā)展。由于毫米波頻段豐富的免授權(quán)頻譜資源及數(shù) Gbps傳輸速率，60 GHz 毫米波通信已成為未來最具應(yīng)用潛力的候選技術(shù)之一，受到廣泛關(guān)注。另外 60 GHz毫米波頻段處于氧氣吸收峰值附近，自由空間中傳輸路徑損耗非常嚴(yán)重，實(shí)際傳播中可高達(dá) 15 dB/km[2]，同時(shí)室內(nèi)場景中障礙物對毫米波衰減顯著。因此，60 GHz信號(hào)傳輸在短距無線通信安全性方面呈現(xiàn)出得天獨(dú)厚的優(yōu)勢，便于近距離組網(wǎng)，適用于短距離超高速無線個(gè)域網(wǎng)(Wireless Personal Area Network, WPAN)。

為了充分改善傳輸質(zhì)量并提升系統(tǒng)容量，波束賦形技術(shù)已成為60 GHz通信中不可或缺的關(guān)鍵技術(shù)，而毫米波多天線系統(tǒng)易于集成的特點(diǎn)進(jìn)一步使其實(shí)現(xiàn)成為可能[3]。同時(shí)，該技術(shù)已廣泛應(yīng)用于 60 GHz相關(guān)標(biāo)準(zhǔn)中，例如 IEEE 802.15.3c[4]和802.11ad[5]。通常波束賦形技術(shù)可分為自適應(yīng)波束賦形和固定碼本波束切換兩種實(shí)現(xiàn)方案[6]。自適應(yīng)波束賦形傳輸性能較好，但實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度較高；固碼本波束切換，利于低復(fù)雜度實(shí)現(xiàn)，但卻難以達(dá)到最佳傳輸性能。進(jìn)一步考慮60 GHz-WPAN上行鏈路，用戶設(shè)備與接入點(diǎn)通信過程中將有可能存在其他干擾鏈路，從而嚴(yán)重影響其傳輸性能。為應(yīng)對多條鏈路之間的互干擾問題，本文提出一種混合波束賦形機(jī)制，并設(shè)計(jì)一種改進(jìn)的LMS算法，通過仿真一步驗(yàn)證新算法的有效性。

2 系統(tǒng)模型

2.1 60 GHz-WPAN網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)

依據(jù)IEEE 802.15.3c標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定，微微網(wǎng)[7]是組成60 GHz毫米波通信系統(tǒng)的基本網(wǎng)絡(luò)單元?；驹貫橛脩粼O(shè)備(Device, DEV)以及微微網(wǎng)協(xié)調(diào)器(PicoNet Coordinator, PNC), PNC負(fù)責(zé)點(diǎn)到點(diǎn)通信管理，以信標(biāo)的形式為微微網(wǎng)提供基本定時(shí)保障、服務(wù)質(zhì)量請求、功率調(diào)整和訪問控制等功能。圖 1是微微網(wǎng)的網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)示意圖。

圖1 WPAN微微網(wǎng)示意圖

圖中當(dāng)1個(gè)DEV向PNC發(fā)請求時(shí)，系統(tǒng)中其他DEV可能同時(shí)也在進(jìn)行通信，加之PNC常處于室內(nèi)空間中較中心位置，因而該上行鏈路受到的干擾情況較為嚴(yán)重[8]。另一方面，室內(nèi)障礙物(例如墻壁或工位隔板)對毫米波衰減明顯，因而每個(gè)室內(nèi)環(huán)境中通常設(shè)置一個(gè)接入點(diǎn)(Access Point, AP)作為中繼節(jié)點(diǎn)，在用戶設(shè)備向接入點(diǎn)發(fā)射信號(hào)的上行鏈路中，多鏈路通信同樣會(huì)造成嚴(yán)重干擾。本文設(shè)計(jì)一種混合波束賦形機(jī)制，以抑制上行鏈路干擾。

2.2 路徑損耗模型

路徑損耗是衡量60 GHz毫米波通信網(wǎng)絡(luò)的一個(gè)重要因素。根據(jù)IEEE 802.15.3c標(biāo)準(zhǔn)，應(yīng)用場景中可采用最常用的室內(nèi)路徑損耗模型[9,10]，公式如下：

其中L(d)表示平均路徑損耗，d為收發(fā)天線之間的距離。FAF(average Floor Attenuation Factor)是樓層衰減因子，它是樓層數(shù)和建筑物類型的函數(shù)，q為樓層數(shù)。WAF(average Wall Attenuation Factor)為墻對毫米波的衰減因子，p為穿過墻的數(shù)目。在同一樓層可視距環(huán)境下進(jìn)行實(shí)驗(yàn)時(shí)，F(xiàn)AF=WAF=0。這里采用對數(shù)距離路徑損耗模型來描述，公式簡化為

其中d0為參考距離。n為路徑損耗系數(shù)，取決于信道環(huán)境。在 LOS 環(huán)境中，n為 1.2-2.0；在 NLOS環(huán)境中，n為 1.97-10[10]。

2.3 60 GHz波束賦形

為了應(yīng)對顯著的路徑損耗并有效地提升鏈路預(yù)算，60 GHz通信系統(tǒng)通常使用波束賦形技術(shù)，其系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)框圖如圖2所示。系統(tǒng)發(fā)射端含M個(gè)天線陣元，接收端含N個(gè)天線陣元。在發(fā)射端，射頻信號(hào)經(jīng)過發(fā)送權(quán)重矢量W加權(quán)之后，通過不同的天線陣元發(fā)射到射頻信道中；在接收端，不同天線陣元的接收信號(hào)首先由接收權(quán)重矢量C進(jìn)行加權(quán)求和，繼而進(jìn)行下變頻并送入后續(xù)信號(hào)處理模塊。

圖2 波束賦形系統(tǒng)圖

波束賦形技術(shù)通過選擇最佳收發(fā)權(quán)向量使信噪比最大[11]。自適應(yīng)波束賦形依據(jù)設(shè)定的最優(yōu)準(zhǔn)則，動(dòng)態(tài)調(diào)整其發(fā)送和接收波束權(quán)值向量以獲得最佳傳輸性能，實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度較高；固定碼本波束切換[7]，即預(yù)先設(shè)計(jì)好一組波束碼本，繼而通過波束訓(xùn)練選定可最大化接收性噪比的碼本進(jìn)行通信，這種方案雖無法獲得理論最優(yōu)接收信干噪比，但其具有極低的實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度，因而適用于低成本小型設(shè)備。

2.4 60 GHz波束碼本

IEEE 802.15.3c標(biāo)準(zhǔn)中1維均勻線性陣列波束碼本可定義為一個(gè)M×K的矩陣W，其中每一列代表一種波束模式，矩陣元素wm,k可表示為[4]

其中M為天線陣元總數(shù)，K為波束總數(shù)目，m為當(dāng)前天線陣元號(hào)，k為當(dāng)前波束號(hào)。實(shí)際中為降低增益損失，一般可設(shè)置K=2M[12]。圖3為利用現(xiàn)有標(biāo)準(zhǔn)方案所生成的波束方向。

圖3 IEEE 802.15.3c碼本波束方向圖

圖3中仿真天線振元數(shù)設(shè)置為M=4，相應(yīng)的波束數(shù)目為K=8, ID代表波束編號(hào)。3c標(biāo)準(zhǔn)下的波束較經(jīng)典智能天線模型主要有以下區(qū)別[12]：(1)不同指向的波束主瓣寬度不同；(2)旁瓣增益較高。為了充分體現(xiàn)實(shí)際情況，本文分析中將采用 IEEE 802.15.3c標(biāo)準(zhǔn)中所規(guī)定的波束模型。

3 混合波束賦形

60 GHz通信系統(tǒng)常采用低復(fù)雜度固定碼本切換，然而其精度受限難以達(dá)到最佳傳輸性能。而固定碼本方案有較大的旁瓣增益，未考慮多條鏈路之間的互干擾問題。本文為應(yīng)對60 GHz WPAN上行鏈路中多用戶干擾問題，并充分考慮協(xié)調(diào)器(或接入點(diǎn))與用戶設(shè)備對實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度的不同要求，提出在接收端使用混合波束賦形機(jī)制，從而可極大降低上行鏈路的共道干擾，進(jìn)而提高網(wǎng)絡(luò)容量。即用戶發(fā)送設(shè)備采取基于碼本空間的固定波束切換方案，接收設(shè)備采用自適應(yīng)波束賦形方案。該機(jī)制首先充分利用碼本進(jìn)行波達(dá)角估計(jì)，結(jié)合估計(jì)角度采用零陷波束形成，在此基礎(chǔ)上，進(jìn)一步引入LMS迭代算法，可快速獲得最優(yōu)波束。

3.1 波達(dá)角估計(jì)

IEEE802.15.3c標(biāo)準(zhǔn)以信噪比最大進(jìn)行波束搜索，得到最優(yōu)波束號(hào)。然后根據(jù)最優(yōu)波束計(jì)算該波束方向上的主瓣方向，即可大致確定設(shè)備發(fā)射機(jī)方位角估計(jì)信息。因此，可在接入點(diǎn)采用基于固定波束碼本的低復(fù)雜度波達(dá)角估計(jì)算法。下面證明波達(dá)角估計(jì)的可行性。

波束主瓣方向(Main Response Axis, MRA)為天線陣波束最大增益方向。由波束賦形基本性質(zhì)可知，偏移角度越大，波束所形成的半功率寬度越大，其覆蓋區(qū)域面積也越廣。因此，MRA方向難以在[-π/2,π/2]范圍內(nèi)均勻分布，其總體應(yīng)呈現(xiàn)圖 4所示的函數(shù)性質(zhì)(以K=16為例)，即角度偏離中心越遠(yuǎn)時(shí)，MRA方向分布應(yīng)越稀疏。通過arcsin()函數(shù)對MRA方向集合進(jìn)行合理擬合[13]：

其中θk為第k個(gè)波束的主瓣方向。因此，基于已知碼本進(jìn)行到達(dá)角估計(jì)是理論可行的。

圖4 M=8, K=16時(shí) 碼本(3)對應(yīng)波束MRA方向集合

3.2 波束優(yōu)化成形

3.2.1 零陷波束成形結(jié)合波達(dá)角估計(jì)結(jié)果，通過主瓣對準(zhǔn)估計(jì)期望信號(hào)方向，零陷對準(zhǔn)估計(jì)干擾信號(hào)方向，即可實(shí)現(xiàn)干擾信號(hào)源的抑制。為簡化運(yùn)算，利用最簡單的零陷(Null-Steering)濾波原理[14]，通過矩陣變換即可求得自適應(yīng)權(quán)值。

其中w為自適應(yīng)權(quán)值向量，A=(a0,a1,…,ak),ai為信號(hào)si的導(dǎo)向矢量(Steering Vectors)，假設(shè)s0為期望信號(hào)，si(i=1,2,…,k)為干擾信號(hào)，則有c=[1,0,…,0]T。通過求解式(5)即可得到零陷波束形成器的天線加權(quán)矢量w：

然而，通常情況下A并非可逆矩陣，則此時(shí)可用廣義逆矩陣求解，式(6)轉(zhuǎn)換為

3.2.2 LMS波束成形基于碼本空間的波達(dá)角估計(jì)方案存在誤差，導(dǎo)致零陷濾波波束成形方案的性能欠佳。為了進(jìn)一步提升性能，可采用自適應(yīng)最小均方誤差LMS算法[14]。該算法主要基于最小均方誤差準(zhǔn)則，通過迭代自適應(yīng)調(diào)節(jié)抽頭系數(shù)，使輸出信號(hào)與期望信號(hào)之間均方誤差達(dá)到最小。

采用下降算法，設(shè)第n步迭代的權(quán)值向量

其中μ(n)為第n次迭代的更新步長，而v(n)為第n次迭代的更新向量。對于步長μ(n)，這里采用先搜索后收斂的步長選取方案，即在暫態(tài)或過渡階段使用大的學(xué)習(xí)速率，在穩(wěn)態(tài)使用小的學(xué)習(xí)速率，μ(n)=η/(1+n/c)，其中η為固定學(xué)習(xí)速率參數(shù)，c表示搜索時(shí)間常數(shù)。

3.2.3 改進(jìn)型LMS波束成形采用波束碼本(3)進(jìn)行波達(dá)角估計(jì)時(shí)，其估計(jì)精度依賴于天線數(shù)目，估計(jì)誤差會(huì)隨著天線數(shù)增多而減小，但過多的天線陣元數(shù)目將導(dǎo)致實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度急劇升高。低估計(jì)精度將造成零陷波束形成方案干擾抑制性能下降，而LMS波束形成的收斂速度較慢。為此提出一種改進(jìn)LMS算法，該算法充分利用固定碼本的先驗(yàn)信息，首先采用波束搜索進(jìn)行快速波達(dá)角估計(jì)，進(jìn)而通過零陷波束形成方案計(jì)算天線權(quán)值矢量，并以此作為自適應(yīng)LMS算法的初始權(quán)值，并以自適應(yīng)步長進(jìn)行跟蹤，最終獲得最優(yōu)權(quán)值，從而達(dá)到增強(qiáng)干擾抑制性能的目標(biāo)。相較于LMS自適應(yīng)算法，該改進(jìn)型算法提高了算法收斂速度，因而可有效應(yīng)用于快速組網(wǎng)的移動(dòng)短距離通信WPAN中。綜上所述，新設(shè)計(jì)的混合波束形成算法如表1所述。

表1 改進(jìn)型LMS算法描述

4 仿真及性能分析

為評估所提方案的總體性能，本文按照IEEE802.15.3c標(biāo)準(zhǔn)搭建仿真系統(tǒng)，用以比較采用不同方案下的 SINR性能。仿真中，假設(shè)設(shè)備天線均使用1維均勻直線陣，并且位于長×寬×高=10 m×10 m×3 m的房間內(nèi)，網(wǎng)絡(luò)中發(fā)射機(jī)數(shù)目為N=10，而設(shè)備天線陣元數(shù)目均為M=8，波束數(shù)目則為K=16，發(fā)射功率均為10 mW，背景噪聲功率譜密度為-20.4 dBm/Hz，信號(hào)帶寬設(shè)置為1.7 GHz[4,15]。

本文給出IEEE802.15.3c標(biāo)準(zhǔn)、零陷波束形成、LMS波束形成以及改進(jìn)型LMS波束形成4種方案的波束方向圖，如圖5所示。圖5中橫坐標(biāo)代表來波方向(單位弧度)，縱坐標(biāo)是歸一化波束賦形功率增益。同時(shí)，標(biāo)出了位于-0.292弧度的一路期望信號(hào)，以及分別位于[-1.002, 0.298, 0.892]弧度處的3路干擾信號(hào)。從實(shí)際期望信號(hào)與干擾信號(hào)方向功率增益情況可以看出，期望信號(hào)功率從高到低分別是改進(jìn)型LMS與LMS波束形成，其次是零陷波束形成，最差是3c標(biāo)準(zhǔn)固定碼本波束切換方案；干擾方向增益衰減同樣最優(yōu)是改進(jìn)型LMS，最差依舊是波束切換方案。綜合分析來看，混合波束賦形方案整體優(yōu)于3c標(biāo)準(zhǔn)固定碼本波束切換方案，其中改進(jìn)型LMS波束設(shè)計(jì)效果最優(yōu)。因此，混合波束賦形技術(shù)能進(jìn)一步調(diào)整協(xié)調(diào)器接收端權(quán)值，優(yōu)化不同方向的波束增益，增強(qiáng)期望信號(hào)、抑制干擾信號(hào)。

本文采用接收端 SINR作為性能評價(jià)函數(shù)，即期望信號(hào)與干擾及噪聲功率比值，來評估不同方案的系統(tǒng)傳輸性能。

其中PR代表期望信號(hào)接收功率，∑PI代表干擾信號(hào)接收功率之和，PN代表噪聲功率。而每個(gè)信號(hào)的接收功率為：Pr=Pt+Gt+Gr-L，其中Pt,Pr分別表示信號(hào)的發(fā)射功率和接收功率，Gt,Gr分別表示發(fā)射天線和接收天線的增益，L為路徑損耗。

如圖6所示，通過SINR曲線反映LMS算法與改進(jìn)型LMS算法收斂速度，圖中每條曲線均由100次獨(dú)立仿真得到。從中可發(fā)現(xiàn)，利用零陷波束形成作為初始迭代值的改進(jìn)型 LMS算法的收斂速度要明顯優(yōu)于經(jīng)典LMS算法。具體來講，改進(jìn)型LMS 在300次迭代之后基本收斂至穩(wěn)定解，而LMS算法則需600次迭代方能達(dá)到穩(wěn)定。這主要是由于，改進(jìn)型LMS算法充分利用了目標(biāo)方向圖的先驗(yàn)信息，有效縮短了計(jì)算時(shí)間并節(jié)省了設(shè)備能量，因而在實(shí)際快速移動(dòng)的WPAN網(wǎng)絡(luò)中具有良好應(yīng)用前景。

通過均值與變異系數(shù)比較 SINR性能。其中均值表示一系列數(shù)據(jù)或統(tǒng)計(jì)總體的平均特征；變異系數(shù)反映單位均值上的離散程度，常用在總體均值不等的離散程度的比較上。表2分別給出3種混合波束賦形方案下與3c碼本波束切換接收的SINR的均值與變異系數(shù)，其中LMS與改進(jìn)型LMS方案分別取迭代次數(shù)為200, 300, 600。

圖5 4種波束賦形方向圖比較

圖6 LMS與改進(jìn)型LMS的收斂過程中SINR比較

表2 4種方案SINR均值與變異系數(shù)

由圖表可以看出，LMS算法在迭代200次、300次、600次時(shí)均值逐漸增加，變異系數(shù)逐漸減小，在600次之后趨于穩(wěn)定；改進(jìn)型LMS算法迭代次數(shù)200次、300次時(shí)均值逐漸增加，變異系數(shù)逐漸減小，300次開始趨于穩(wěn)定。穩(wěn)定狀態(tài)，4種方案均值逐漸增加，其中改進(jìn)型LMS波束形成相比3c標(biāo)準(zhǔn)固定波束切換算法提升了約4.66 dB；同時(shí)4種方案的變異系數(shù)逐漸減小，表明SINR離散程度逐漸降低，系統(tǒng)魯棒性較好。由均值與變異系數(shù)特性分析可知，混合波束賦形方案能顯著提高系統(tǒng)的接收性能，尤其是改進(jìn)型LMS算法SINR的均值最大，并且變異系數(shù)最低?；旌喜ㄊx形通過接收端波束優(yōu)化設(shè)計(jì)，能更好地增強(qiáng)期望信號(hào)并抑制干擾信號(hào)，從而有效提高整個(gè)60 GHz毫米波網(wǎng)絡(luò)的通信抗干擾性能。

5 結(jié)束語

為了緩解60 GHz毫米波通信網(wǎng)絡(luò)中上行鏈路干擾問題，充分考慮了協(xié)調(diào)器(或接入點(diǎn))與用戶設(shè)備對不同實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度的要求，設(shè)計(jì)提出一種混合波束賦形機(jī)制，即用戶設(shè)備端采取基于碼本空間的固定波束切換方案，而接入點(diǎn)則執(zhí)行自適應(yīng)波束優(yōu)化，有效消除干擾并提升傳輸性能。由于不同碼本對應(yīng)不同方向圖，因而可充分利用波束搜索執(zhí)行波達(dá)角估計(jì)。本文所設(shè)計(jì)的改進(jìn)型LMS算法充分利用了零陷波束形成方案的有效先驗(yàn)信息，利用零陷干擾對消機(jī)制為LMS提供迭代初值，采用自適應(yīng)步長能有效跟蹤期望信號(hào)方向，并顯著提高了LMS算法的收斂速度，尤其是發(fā)射機(jī)移動(dòng)時(shí)，新方案可迅速收斂以便于實(shí)時(shí)跟蹤。仿真表明，本文設(shè)計(jì)的混合波束賦形算法，適用于快速移動(dòng)組網(wǎng)的WPAN上行鏈路中，能有效提升60 GHz毫米波網(wǎng)絡(luò)的抗干擾性能。

[1]Xia Peng-fei, Qin Xiang-ping, Niu Hua-ning,et al.. Short range gigabit wireless communications systems: potentials,challenges and techniques[C]. IEEE International Conference on Ultra-Wideband, ICUWB, Singapore, Singapore, Sept.24-26, 2007: 123-128.

[2]Yong Su-Khiong, Xia Peng-fei,et al.. 60 GHz Technology for Gbps WLAN and WPAN: from Theory to Practice [M]. US,WILEY, 2011: 1-14, 89-115.

[3]Lin Zhi-wei and Peng Xiao-ming. Enhanced beamforming for 60 GHz OFDM system with co-channel interference mitigation[C]. IEEE International Conference on Ultra-Wideband, ICUWB, Bologna, Italy, Sept. 14-16, 2011:29-33.

[4]Gilb J P K(Technical Editor). IEEE standards 802.15.3c?——Part 15.3: wireless Medium Access Control(MAC)and PHYsical(PHY)layer specifications for high rate Wireless Personal Area Networks(WPANs)amendment 2: millimeterwave-based alternative physical layer extension[S]. New York,USA, IEEE Computer Society, 2009.

[5]Carlos C. IEEE P802.11ad?/D0.1——Part 11: wireless LAN Medium Access Control(MAC)and PHYsical(PHY)layer specifications-amendment 6: enhancements for very high throughput in the 60 GHz band[S]. New York, USA, IEEE 802.11 Committee of the IEEE Computer Society, 2010.

[6]鄒衛(wèi)霞, 杜光龍, 李斌, 等. 60 GHz毫米波通信中的一種新的波束搜索算法[J]. 電子與信息學(xué)報(bào), 2012, 34(3): 682-688.

Zou Wei-xia, Du Guang-long, Li Bin,et al.. A novel beam search algorithm for 60 GHz millimeter wave communication[J].Journal of Electronics&Information Technology,2012,34(3): 682-688.

[7]Wang Jun-yi, Zhou Lan, Pyo Chang-woo,et al.. Beam codebook based beamforming protocol for multi-Gbps millimeter-wave WPAN systems[J].IEEE Journal on Selected Areas in Communications, 2009, 27(8): 1390-1399.

[8]Park M and Gopalakrishnan P. Analysis on spatial reuse and interference in 60-GHz wireless networks[J].IEEE Journal on Selected Areas in Communications, 2009, 27(8): 1443-1452.

[9]Sarkar T K, Zhong Ji, Kim K,et al.. A survey of various propagation models for mobile communication[J].IEEE Antennas and Propagation Magazine, 2003, 45(3): 51-82.

[10]鄒衛(wèi)霞, 崔志芳, 李斌, 等. 基于N相位的60 GHz無線通信波束賦形碼本設(shè)計(jì)方案[J]. 北京郵電大學(xué)學(xué)報(bào), 2012, 35(3):1-5.

Zou Wei-xia, Cui Zhi-fang, Li Bin,et al..Nphases based beamforming codebook design scheme for 60 GHz wireless communication[J].Journal of Beijing University of Posts and Telecommunications, 2012, 35(3): 1-5.

[11]Wang Jun-yi, Zhou Lan, Sum Chin-sean,et al.. Beamforming codebook design and performance evaluation for 60 GHz wideband and WPANs[C]. Vehicular Technology Conference Fall, VTC 2009-Fall, Anchorage, Alaska, USA, Sept. 20-23,2009: 1-6.

[12]Yoon S, Jeon T, and Lee W. Hybrid beam-forming and beam-switching for OFDM based wireless personal area networks[J].IEEE Journal on Selected Areas in Communications, 2009, 27(8): 1425-1432.

[13]崔志芳. 60 GHz無線通信系統(tǒng)波束形成系統(tǒng)碼本設(shè)計(jì)方案研究[D]. [碩士論文], 北京郵電大學(xué), 2012: 33-34.

Cui Zhi-fang. Research on beam-forming codebook design scheme for 60 GHz wireless communication system[D].[Marter dissertation], Beijing University of Posts and telecommunication, 2012: 33-34.

[14]Godaral L C. Application of antenna arrays to mobile communications II: beam-forming and direction-of-arrival considerations[J].Proceedings of the IEEE, 1997, 85(8):1195-1245.

[15]Katsuyoshi S, Hirokazu S, Yozo S,et al.. Channel model for millimeter wave WPAN[C]. Personal, Indoor and Mobile Radio Communications, PIMRC, Athens, Greece, Sept. 3-7,2007: 1-5.