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        基于3電平整流器的永磁同步電機(jī)側(cè)的研究

        2012-07-02 13:21:50丁佐進(jìn)屈克慶邢月紅牛清泉
        關(guān)鍵詞:整流器電平風(fēng)力

        丁佐進(jìn),屈克慶,邢月紅,牛清泉

        (上海電力學(xué)院電力與自動(dòng)化工程學(xué)院,上海 200090)

        變速恒頻風(fēng)力發(fā)電技術(shù)是目前應(yīng)用較為廣泛的風(fēng)力發(fā)電技術(shù),能夠適應(yīng)很大的風(fēng)速變化范圍,有效地利用風(fēng)能[1].目前投入使用的變速恒頻風(fēng)力發(fā)電機(jī)組大多是雙饋風(fēng)力發(fā)電機(jī)組,不能適應(yīng)對(duì)轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速的要求,在使用齒輪變速箱進(jìn)行調(diào)速的過(guò)程中,增大了機(jī)械損耗,降低了能量轉(zhuǎn)換效率和運(yùn)行的可靠性;此外,因其增加了變速箱部件也會(huì)提高運(yùn)行維護(hù)的費(fèi)用.永磁同步風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)可以避免雙饋風(fēng)力發(fā)電機(jī)組的上述缺點(diǎn),除了穩(wěn)定性高、噪音低外,更是具備有功和無(wú)功功率可調(diào)的優(yōu)點(diǎn),克服了雙饋電機(jī)無(wú)功功率不足的缺陷[2].在大力發(fā)展風(fēng)電的今天,風(fēng)力發(fā)電機(jī)組單機(jī)容量在不斷增加,對(duì)風(fēng)力機(jī)組的可靠性和效率的要求也不斷提高.隨著發(fā)電控制設(shè)備發(fā)電成本的降低和風(fēng)力發(fā)電技術(shù)的進(jìn)步,大功率同步風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)有著更廣闊的應(yīng)用前景[3].3電平變換控制技術(shù)對(duì)大功率永磁同步風(fēng)力發(fā)電機(jī)的轉(zhuǎn)速控制及風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的并網(wǎng)提供了支持,已成為現(xiàn)階段風(fēng)力發(fā)電的研究熱點(diǎn).

        與傳統(tǒng)兩電平電路相比,3電平逆變電路開關(guān)器件承受較小的開關(guān)應(yīng)力,能夠提高逆變器的傳輸功率,具有更低的電流諧波畸變率.與SPWM和方波控制相比,空間矢量PWM控制具有電壓利用率高、動(dòng)態(tài)響應(yīng)快等特點(diǎn),避免滯環(huán)電流PWM控制因開關(guān)頻率不固定而產(chǎn)生諧波的不利因素[4].

        3電平空間矢量(Space Vector Pulse Wind Modulation,SVPWM)控制的傳輸功率高、諧波畸變率低、電壓利用率高,將其應(yīng)用于大功率永磁同步風(fēng)力發(fā)電機(jī)整流側(cè)控制系統(tǒng),使其具有動(dòng)態(tài)響應(yīng)快速、穩(wěn)態(tài)精度較好,以及電流總諧波畸變含量較低等優(yōu)勢(shì),以達(dá)到良好的控制效果[5].

        1 3電平變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)選擇

        1.1 電路拓?fù)浞治?/h3>

        目前風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)通常采用不控整流電路或2電平PWM整流電路,導(dǎo)致交流側(cè)電壓電流波形較差,功率因數(shù)不高,尤其對(duì)于交流側(cè)發(fā)電機(jī)的正常穩(wěn)定運(yùn)行極為不利.因此,在整流電路中采用二極管箝位式3電平可控整流電路[6].在該3電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中,開關(guān)器件承受電壓僅為2電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)時(shí)電壓的1/2,濾波電感損耗比2電平的小,這種形式可以克服傳統(tǒng)2電平變流器交流側(cè)波形畸變率高的缺點(diǎn),還可以在采用同樣耐壓等級(jí)開關(guān)器件的情況下提高變流器的電壓等級(jí),達(dá)到變流器高壓大功率傳輸?shù)哪康?因此,在AC/DC轉(zhuǎn)換電路中采用3電平可控整流電路,并運(yùn)用3電平空間矢量(SVPWM)雙閉環(huán)控制策略來(lái)控制發(fā)電機(jī)的轉(zhuǎn)速和直流母線電壓,可使風(fēng)力發(fā)電機(jī)穩(wěn)定地運(yùn)行,同時(shí)也為后續(xù)DC/AC逆變并網(wǎng)提供有利的條件.

        圖1為二極管箝位式3電平可控整流系統(tǒng).在此3電平電路拓?fù)渲?,每?個(gè)功率開關(guān)管的狀態(tài)組合形成3種工作模式.

        圖1 二極管中點(diǎn)箝位3電平SVPWM整流電路拓?fù)?/p>

        以圖1中的A相為例,當(dāng)VT1和VT2開關(guān)管導(dǎo)通、VT3和VT4開關(guān)管關(guān)斷時(shí),A相電壓為Ud/2,稱其工作狀態(tài)為P;當(dāng)VT2和VT3開關(guān)管導(dǎo)通、VT1和VT4開關(guān)管關(guān)斷時(shí),A相電壓為零,稱其工作狀態(tài)為O;當(dāng)VT3和 VT4開關(guān)管導(dǎo)通、VT1和VT2開關(guān)管關(guān)斷時(shí),A相電壓為-Ud/2,稱其工作狀態(tài)為N.

        1.2 3電平SVPWM觸發(fā)脈沖

        SVPWM算法實(shí)質(zhì)上就是通過(guò)控制整流器不同的開關(guān)模式,使整流器瞬時(shí)輸出的三相脈沖電壓構(gòu)成的電壓空間矢量與所期望輸出的三相對(duì)稱正弦波電壓構(gòu)成的電壓空間矢量相等.

        1.2.1 3電平電壓矢量圖的劃分

        圖2 3電平空間電壓矢量示意

        3電平輸出電壓矢量特性的六角形空間電壓矢量圖如圖2所示.義為大矢量,如PNN和PPN;幅值為的矢量定義為中矢量,如PON;幅值為Ed/3的矢量定義為小矢量,如PPO和ONN.根據(jù)空間矢量的角度θ來(lái)判斷扇區(qū),θ的范圍為[0,2π],因此用 θ/60再取整的方法來(lái)判斷參考矢量的扇區(qū)及區(qū)域.其扇區(qū)劃分如圖2所示,小區(qū)域劃分如圖3所示.

        1.2.2 電壓矢量作用時(shí)間計(jì)算

        落在每個(gè)扇區(qū)區(qū)域內(nèi)的Uref矢量可由臨近的矢量合成.假設(shè)臨近期望矢量為矢量U1,U2,U3,則空間矢量合成的伏秒平衡原則為:

        三相對(duì)稱電壓可以定義成定子空間電壓矢量Uref,即:

        式中:a=ej2π/3;

        Ua,Ub,Uc——參考電壓.

        式(1)通過(guò)坐標(biāo)變換,在α-β坐標(biāo)系中表示為:

        式中:Uα——Uref的實(shí)部;

        Uβ——Uref的虛部;

        |Uref|——幅值;

        θ——相角.

        3電平整流電路每相有P,O,N 3個(gè)工作狀態(tài),整個(gè)電路有A,B,C 3相,每個(gè)工作狀態(tài)都對(duì)應(yīng)一個(gè)基本電壓矢量,因此3電平整流電路有27個(gè)基本電壓矢量.一般將幅值為2Ed/3的矢量定

        式中:T1,T2,T3——矢量 U1,U2,U3的作用時(shí)間;

        TS——空間矢量調(diào)制的控制周期.

        圖3 第一扇區(qū)小區(qū)域空間電壓矢量示意

        本文以第一扇區(qū)A區(qū)為例,計(jì)算在第一扇區(qū)內(nèi)各區(qū)域各矢量對(duì)應(yīng)的作用時(shí)間[7].

        由圖3可知,落在A區(qū)的Uref由PNN,PON,POO 3個(gè)矢量合成.PNN矢量模長(zhǎng)為2Ed/3,PON矢量模長(zhǎng)為/3,POO 矢量模長(zhǎng)為 Ed/3,Uref矢量模長(zhǎng)為

        式中:m——空間矢量SVPWM調(diào)制深度,其定義為Uref與能夠線性調(diào)制的最大電壓之比.

        由式(4)可得:

        SVPWM的線性調(diào)制區(qū)位于圖2中的內(nèi)切圓,線性調(diào)制時(shí)能夠輸出的最大電壓矢量幅值為因此其脈沖調(diào)制深度為:

        同理也可求得其他扇區(qū)的小區(qū)域各矢量的作用時(shí)間.

        每一矢量狀態(tài)轉(zhuǎn)化到另一矢量狀態(tài)時(shí),只有其中一相狀態(tài)發(fā)生變化,例如POO→PPO時(shí),只有B相狀態(tài)發(fā)生變化.這樣,同類型小矢量之間的相互轉(zhuǎn)換可以減少開關(guān)器件的工作次數(shù),也能減少綜合畸變率,這對(duì)整流變換器工作十分有利.

        2 3電平永磁同步電機(jī)整流側(cè)控制算法

        2.1 永磁同步電機(jī)控制數(shù)學(xué)模型

        圖1為二極管中點(diǎn)箝位3電平整流器主電路,永磁同步發(fā)電機(jī)機(jī)端電壓電流是三相對(duì)稱的.

        通過(guò)坐標(biāo)變換后在d-q同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下建立的數(shù)學(xué)模型[8,9]為:

        式中:id,iq——發(fā)電機(jī)的d軸和q軸電流;

        Ld,Lq——發(fā)電機(jī)的d軸和q軸電感;

        Rs——定子電阻;

        ωr——電角頻率,ωr=pωg(p為發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子的極對(duì)數(shù));

        Ψf——永磁體的磁鏈;

        ud,uq——us的 d 軸和 q 軸分量.

        定義q軸分量電勢(shì) eq=ωrΨf,d軸分量電勢(shì)ed=0.

        由式(5)得出的d軸和q軸等效電路如圖4和圖5所示.

        圖4 d軸等效電路

        圖5 q軸等效電路

        永磁同步電機(jī)在d-q-0坐標(biāo)系上的電磁轉(zhuǎn)矩方程[10]為:

        式中:Te——永磁同步發(fā)電機(jī)的電磁轉(zhuǎn)矩;

        式中:Tm——風(fēng)力機(jī)的機(jī)械轉(zhuǎn)矩;

        J——發(fā)電機(jī)的轉(zhuǎn)動(dòng)慣量;

        ωg——發(fā)電機(jī)的機(jī)械角速度(由于是直驅(qū),

        故與風(fēng)力機(jī)的機(jī)械角速度相等).

        2.2 3電平整流器的控制算法

        在直驅(qū)型風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)3電平整流器側(cè)采用可控的PWM調(diào)制方法,可有效減小交流側(cè)電壓和電流的諧波,任意調(diào)節(jié)交流側(cè)功率因數(shù),同時(shí)實(shí)現(xiàn)功率的雙向流動(dòng)[11].

        根據(jù)式(7)可知,系統(tǒng)轉(zhuǎn)速ω與電磁轉(zhuǎn)矩Te相關(guān),因此可以通過(guò)控制轉(zhuǎn)速ω獲得q軸電流的參考值iq*.由式(5)可知,Ud和Uq之間存在耦合項(xiàng)和ωrLqid,可以將電阻和電感產(chǎn)生的反電勢(shì)項(xiàng)看作干擾項(xiàng),通過(guò)前饋補(bǔ)償?shù)姆椒ㄏ齍d和Uq間的耦合,其方程為:

        np——永磁同步發(fā)電機(jī)的極對(duì)數(shù).

        將風(fēng)機(jī)與永磁同步發(fā)電機(jī)作為一個(gè)系統(tǒng),則其轉(zhuǎn)子運(yùn)動(dòng)方程為:

        式中:kip,kiI——干擾項(xiàng)和相應(yīng)比例積分系數(shù);

        s——拉普拉斯因子.

        解耦后的干擾項(xiàng),通過(guò)比例積分PI調(diào)節(jié)器控制,對(duì)其干擾修正補(bǔ)償,從而形成電流和轉(zhuǎn)速雙環(huán)控制.由此就可以得出雙閉環(huán)控制策略框圖,并在此基礎(chǔ)上,加入坐標(biāo)變換環(huán)節(jié)即可構(gòu)成完整的控制系統(tǒng).

        永磁同步發(fā)電機(jī)電機(jī)側(cè)控制如圖6所示.整個(gè)控制系統(tǒng)采用電壓和電流雙閉環(huán)控制,在3電平整流器中采用跟蹤指令電壓矢量的SVPWM電流控制方法.

        永磁同步風(fēng)力發(fā)電機(jī)組電機(jī)側(cè)的控制過(guò)程為:測(cè)量發(fā)電機(jī)電角度 θ;測(cè)量定子電流 ia,ib,ic,利用A-B-C坐標(biāo)系到d-q-0坐標(biāo)系的變換得到id,iq.

        通過(guò)最佳葉尖速比獲得最佳轉(zhuǎn)速ω*(本文在仿真時(shí)手動(dòng)設(shè)定ω*),ω*與實(shí)測(cè)轉(zhuǎn)速ω的比較值經(jīng)過(guò)PI調(diào)節(jié)器得到參考電流iq*,然后與實(shí)際電流iq相比較,再經(jīng)過(guò)PI調(diào)節(jié)器和電壓補(bǔ)償環(huán)節(jié)(ωr(Lqiq+Ψf))得到參考電壓Uq.同時(shí)設(shè)定d軸電流參考值id*=0,與實(shí)際電流id相比較的值經(jīng)過(guò)PI調(diào)節(jié)器和電壓補(bǔ)償環(huán)節(jié)(ωrLqiq)就可以得到參考電壓Ud.Ud和Uq經(jīng)過(guò)d-q-0坐標(biāo)系和α-β-0坐標(biāo)系的變換得到參考電壓 Uα和 Uβ,這樣便可以利用空間矢量脈寬調(diào)制(SVPWM)的方法產(chǎn)生PWM波形,以實(shí)現(xiàn)對(duì)整流側(cè)的控制.

        圖6 永磁同步發(fā)電機(jī)電機(jī)側(cè)控制示意

        3 仿真研究

        本文利用Matlab/Simulink軟件平臺(tái)建立了永磁同步風(fēng)機(jī)發(fā)電系統(tǒng)及其三相電壓型PWM整流仿真模型,如圖7所示.對(duì)3電平永磁同步電機(jī)矢量控制進(jìn)行了仿真研究,將三相靜止坐標(biāo)系中的電流變換到空間旋轉(zhuǎn)同步坐標(biāo)系中,則通過(guò)前饋補(bǔ)償解耦成兩相電流系統(tǒng),將參考電壓矢量從d-q坐標(biāo)系變換為α-β坐標(biāo)系,再經(jīng)過(guò)SVPWM脈沖產(chǎn)生模塊輸出驅(qū)動(dòng)波形.

        圖7 三相電壓型PWM整流器仿真模型

        本文對(duì)永磁同步電機(jī)的參數(shù)設(shè)定如下:定子電阻為 2.875 Ω,直軸電感為 8.5 mH,交軸電感為8.5 mH,轉(zhuǎn)動(dòng)慣量為 0.000 8 kg·m2,極對(duì)數(shù)為4,摩擦系數(shù)為0.給定風(fēng)力機(jī)的風(fēng)速為9 m/s.發(fā)動(dòng)機(jī)轉(zhuǎn)速ω*設(shè)定為200 r/s,用以觀察永磁同步風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)直流側(cè)負(fù)載電壓.圖8為該直流側(cè)負(fù)載母線電壓.

        圖8 直流側(cè)負(fù)載母線電壓

        由圖8可以看出,發(fā)電機(jī)發(fā)出的三相電壓經(jīng)過(guò)整流后能夠輸出相對(duì)平穩(wěn)的直流電壓.風(fēng)力機(jī)獲得風(fēng)速后,會(huì)產(chǎn)生機(jī)械轉(zhuǎn)矩Tm,帶動(dòng)發(fā)電機(jī)的轉(zhuǎn)速快速上升,發(fā)出三相交流電,使得直流母線電壓也快速升高.通過(guò)所測(cè)得的定子電流在旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)下的q軸分量iq,對(duì)外環(huán)轉(zhuǎn)速進(jìn)行控制,使得發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)速恒為200 r/s,此時(shí)風(fēng)力機(jī)獲得此轉(zhuǎn)速下的輸出轉(zhuǎn)矩,使同步發(fā)電機(jī)發(fā)出穩(wěn)定的交流電,進(jìn)而達(dá)到控制直流母線電壓平穩(wěn)恒定的目的.

        4 結(jié)語(yǔ)

        本文分析了永磁同步電機(jī)的數(shù)學(xué)模型,簡(jiǎn)述了空間電壓矢量的SVPWM脈沖產(chǎn)生原理,搭建了直驅(qū)式永磁風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)機(jī)側(cè)整流器的控制框圖,并進(jìn)行了仿真研究.仿真結(jié)果表明,電流轉(zhuǎn)速雙閉環(huán)控制系統(tǒng)具有可行性,可以有效保持直流母線電壓的穩(wěn)定,具有動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能好、抗干擾能力強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn),具有很強(qiáng)的實(shí)用性.

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