謝路耀 金新民 童亦斌 吳學智

（北京交通大學新能源研究所 北京 100044）

1 引言

門極換流晶閘管 GCT(gate commutated thyristor)于1996年由ABB半導體公司研制成功，是一種從門極可關斷晶閘管GTO（gate turn-off thyristor）發(fā)展而來的大功率半導體開關器件[1-3]。GCT與 GTO的根本區(qū)別在于其驅(qū)動原理的不同，得益于“硬驅(qū)動”技術，GCT的電流能力、開關速度相對 GTO大大提高，且無需GTO復雜的吸收回路，使其迅速取代GTO成為中壓大功率場合的首選器件，被廣泛應用于交流傳動、風力發(fā)電變流器和靜止同步補償器（STATCOM）等領域[4-6]。

國內(nèi)外對IGCT器件的基礎研究，多集中在“硬驅(qū)動”技術上，旨在提高IGCT的電流關斷能力，具體從兩個方面展開：一是優(yōu)化GCT芯片的摻雜與并聯(lián)胞元的排布，均衡芯片的關斷功率密度分布[7,8]；二是選取薄膜電容，增加器件并聯(lián)數(shù)以及優(yōu)化PCB器件排布[9,10]，甚至把驅(qū)動回路就近集成于GCT管殼之內(nèi)[11]，以降低驅(qū)動回路阻抗，提高門極換流能力。

“硬驅(qū)動”技術的不斷發(fā)展，使得GCT的關斷能力持續(xù)提高，但是，要保證 IGCT的安全穩(wěn)定運行，僅有可靠的關斷性能是遠遠不夠的。在變流裝置中，IGCT通常與續(xù)流二極管配套使用，二極管的續(xù)流導通狀態(tài)、正向恢復和反向恢復都會對GCT的正常工作產(chǎn)生很大影響，特別是在三電平電路中，隨著換流復雜程度的提高，情況顯得更為惡劣。目前僅有為數(shù)不多的文獻對這些特殊工況進行了細致分析，其中文獻[12]的分析僅限于兩電平變流器，工況也局限于其對GCT關斷過程的影響，分析尚不夠深入。

本文以三電平電路為例，將從 IGCT的基本結構與驅(qū)動原理出發(fā)，對 IGCT運行過程中可能面臨的工況進行全面細致地分析，根據(jù)GCT門、陰極電位在不同工況下呈現(xiàn)特定電平的重要特性，著重論述門極驅(qū)動單元應該如何檢測并應對個別特殊工況，涉及狀態(tài)反饋、維持電流限幅和重觸發(fā)等多個方面。

2 IGCT的工作原理

2.1 GCT的基本結構

圖1所示的GCT的硅片呈圓餅狀，由成千個具有“PNPN”四層三結結構的GCT胞元并聯(lián)構成，施加在GCT外殼上的壓力，使胞元與電極間具有良好的導熱與導電連接。GCT并聯(lián)胞元的陰極疏條呈同心圓排布在硅片上，陽極和門極共用，其中門極由硅片中間的一個門極接觸環(huán)引出。GCT在硅片結構上與GTO的關鍵區(qū)別有兩點：一是采用了“透明陽極”技術，在降低拖尾電流與關斷損耗的同時，降低了門極觸發(fā)電流與維持電流，減少了門極驅(qū)動功耗；二是采用了“緩沖層”技術，增強了硅片的耐受電壓能力，大大降低了硅片的厚度，降低了通態(tài)與開關損耗[13,14]。

圖1 GCT的結構Fig.1 The structure of GCT

2.2 GCT的驅(qū)動原理

為了便于分析，GCT的驅(qū)動原理常采用圖2所示的雙晶體管等效模型進行分析[15]。在正向偏置下，GCT的陽極電流IA可由下式給出：

式中，ICBO1、ICBO2為V1、V2的集電極-基極反向漏電流；αp、αn為V1、V2的共基極電流放大倍數(shù)；G為環(huán)路增益。

圖2 GCT的雙晶體管等效模型Fig.2 Two-transistor model of GCT

當門極電流G0I ≈ ，αp與αn都很小，式（1）的分母約等于 1，IA僅比兩個晶體管的漏電流之和略大，此時的GCT處于阻斷狀態(tài)。

從 GCT門極注入的正向驅(qū)動電流可以使 G增大到接近于 1，此時的 IA趨向于無窮。V1和 V2進入相互正反饋的狀態(tài)，GCT從截止變?yōu)閷āCT導通后，為防止陽極電流低于GCT的擎柱電流而自然關斷，驅(qū)動電路仍將提供數(shù)安培的門極維持電流。

GCT最具特點的是其借助集成門極電路實現(xiàn)的“門極換流”關斷過程：施加在門陰極的負偏置電壓VGK使V2因基極負偏置而截止，迫使GCT的陽極電流換流至門極驅(qū)動電路繼續(xù)流通。由于 V2已經(jīng)截止，GCT隨即在 V1基極開路的狀態(tài)下完成對陽極電流的關斷，VAK逐漸建立，GCT進入截止狀態(tài)。

3 NPC三電平電路中GCT的工作狀態(tài)

三電平電路有三個電平輸出狀態(tài)：V1、V2管導通為P狀態(tài)，輸出+Vdc/2；V2、V3導通為O狀態(tài)，輸出為零電平；V3、V4導通為N狀態(tài)，輸出－Vdc/2。電平狀態(tài)P-O間轉(zhuǎn)換與N-O間轉(zhuǎn)換的工況是完全對稱的，因此只需要列出P-O間轉(zhuǎn)換的所有工況。根據(jù)圖3，可以歸納出GCT可能出現(xiàn)的所有不同工作狀態(tài)為：①IL＞0，1100→0100：V1關斷正向電流；②IL＞0，0100→1100：V1開通正向電流；③IL＜0，0100→1100：V1在反并聯(lián)二極管續(xù)流時導通；④IL＜0，1100→0100：V1在反并聯(lián)二極管續(xù)流時關斷；⑤IL＜0，0110→0100：V1在關斷狀態(tài)承受二極管正向恢復電壓；⑥IL＜0，0110→0100：V2在導通狀態(tài)承受二極管正向恢復電壓；⑦IL＜0→IL＞0，1100：V1、V2的電流從反并聯(lián)二極管換流至GCT，但 di/dt較小。⑧IL＜0，0100→0110：V3導通，VD1、VD2反向恢復，由于 VD1反向恢復后將承受 Vdc/2反壓，而 VD2反向恢復后仍舊承受零電壓，造成VD1的反向恢復峰值電流大于 IVD2，VD1的部分反向恢復電流通過 V2正向?qū)ǎ?di/dt較大（約數(shù)百安培/納秒）。

圖3 NPC三電平變流器中GCT的工作狀態(tài)Fig.3 GCT’s working conditions in NPC three-level converter

4 不同工況下GCT門陰極電位的變化與邏輯控制要求

為了便于分析，可以將GCT的“四層三結”結構等效成三個二級管，其與反并聯(lián)二極管的等效電路如圖4所示。根據(jù)等效電路，可以對上文列舉的八種不同工況進行展開分析。

圖4 IGCT的等效電路Fig.4 IGCT’s equivalent circuit

4.1 GCT關斷正向電流

如圖5a所示，實施關斷動作前GCT導通正向的負載電流IL，門極驅(qū)動單元只提供一個數(shù)安培的維持電流IG，圖中的RT與LT分別為GCT芯片的門陰極電阻與門陰極電感，此狀態(tài)VGK的電壓可以表示為

圖5 GCT關斷正向電流的暫態(tài)過程Fig.5 Transient process of GCT turnoff forward current

GCT實施換流關斷的等效電路如圖 5b所示，門極驅(qū)動單元通過MOS管VO與電容COFF給門、陰極施加關斷所需的反向電壓，COFF上的儲能 VCOFF為20V，為了實現(xiàn)GCT的“硬關斷”，VO與COFF必須是大量器件的并聯(lián)以降低門陰極回路的阻抗[9]。這里用RG與LG表示門極驅(qū)動單元的門陰極電阻與門陰極電感。實施關斷動作時，VO導通，COFF上的電壓投入后將造成兩個影響：①造成VD2反偏截止，使負載電流IL在1μs內(nèi)換流至門極驅(qū)動單元；②由于 GCT內(nèi)部剩余載流子的存在，VD3反向仍舊導通，COFF上的電壓將促使VD1正向?qū)?，產(chǎn)生一個環(huán)流IVD1。IVD1與IL一起構成GCT的陽極電流IA，流過門極驅(qū)動單元，且隨著VD3中剩余載流子的抽取迅速減小至零，最終VD3承受關斷電壓完成GCT的關斷。整個過程VGK的電壓可以表示為

由于環(huán)流IVD1相對于上千安培的IL可以忽略，對 VGK的影響極小，也可以將式（3）中的 IA替換為 IL。由式（3）得到，隨著陽極電流 IA的迅速減小至零，VGK的值將最終穩(wěn)定在-VCOFF?？偨Y GCT關斷正向電流的過程就是VGK從式（2）的壓降逐漸跌落至-VCOFF的過程。

4.2 GCT導通正向電流

由圖6a所示，GCT導通前，GCT處于關斷狀態(tài)，VGK=-VCOFF。GCT強觸發(fā)導通的過程如圖 6b所示。為了使GCT的全部疏條能夠快速均勻?qū)?，耐受導通時高達 1kA/μs的陽極電流變化率，GCT需要一個幅值與上升率很大的門極強觸發(fā)電流IG，文獻[15]中的強觸發(fā)電流 IG在 100ns內(nèi)達到幅值180A，且在 20μs時間內(nèi)線性衰減至零。隨著強觸發(fā)電流流過VD2，GCT迅速進入正反饋導通狀態(tài)，陽極電流迅速上升。VGK的值可以表示為

圖6 GCT開通正向電流的暫態(tài)過程Fig.6 Transient process of GCT turnon forward current

雖然 GCT芯片的門陰極由成千個陰極疏條并聯(lián)構成，門陰極阻抗很小，但由式（4）看到，由于門極電流特別是負載電流的幅值和上升率都極大，VGK將遠大于 VD2的正向壓降，但隨著陽極電流逐漸穩(wěn)定，VGK最終將穩(wěn)定在式（2）的狀態(tài)?？偨YGCT導通正向電流的過程就是 VGK從－VCOFF迅速上升至式（4），并最終穩(wěn)定在式（2）的過程。

4.3 GCT在反并聯(lián)二極管續(xù)流時開通

初始狀態(tài)如圖 7a所示，為二極管續(xù)流時 GCT的關斷狀態(tài)，VGK的值與圖6a的情況一致，其VGK=-VCOFF。二極管續(xù)流時 GCT的強觸發(fā)導通過程如圖7b所示，GCT的透明陽極結構使VD4幾乎不能承受反向電壓，而強開通過程中VD4上的反壓約為VD1正向壓降與VGK之和，將造成VD4的反向擊穿。擊穿后，強觸發(fā)電流（IG≈180A）將分成兩部分：一部分IVD2仍通過VD2流通，另一部分IA通過VD3、VD4從GCT陽極流通。VGK的值可以表示為

圖7 GCT在反并聯(lián)二極管續(xù)流時開通的暫態(tài)過程Fig.7 Transient process of GCT turnon when anti-parallel diode is conducting.

式（5）中IG-IA僅為強觸發(fā)電流的一部分，遠不及式（4）中IG+IA的大小，因此其VGK≈VVD2。在強觸發(fā)之后，IG將轉(zhuǎn)為數(shù)安培的維持電流，但VD1的正向壓降VVD1仍將造成VD4反向擊穿，并使VD2反偏截止，使得IG全部通過GCT的陽極逆向流通，如圖8a所示。這種工況下，在VGK≈-VVD1的作用下，門極驅(qū)動單元的維持電流將持續(xù)上升，等效于負載電流IL趨向于從門極驅(qū)動單元與GCT的陽極流通，一方面造成門極驅(qū)動單元過流損壞；另一方面造成GCT內(nèi)部的損耗增大。因此當檢測到VGK反壓時，必須對維持電流加以限制?？偨YGCT在反并聯(lián)二極管續(xù)流時導通的過程就是 VGK從-VCOFF迅速上升至VVD2，并最終穩(wěn)定在-VVD1的過程，且驅(qū)動板必須具備VGK反壓時維持電流的抑制能力。

4.4 GCT在反并聯(lián)二極管續(xù)流時關斷

初始狀態(tài)時，GCT處于二極管續(xù)流時的導通狀態(tài)，如圖 8a所示。根據(jù)前文分析，此時門極電流IG從陽極流通，門極驅(qū)動單元需要進行門極電流限流，VGK≈-VVD1。二極管續(xù)流時GCT的關斷過程如圖8b所示。關斷時，VO導通，由于GCT內(nèi)部剩余載流子的存在，VD3反向仍舊導通，VCOFF=20V將加載在GCT與VD1的串聯(lián)環(huán)路中，促使VD3反向恢復，產(chǎn)生反向恢復電流IA，IA也將引起VD1電流的上升。VGK的值可以表示為

圖8 GCT在反并聯(lián)二極管續(xù)流時關斷的暫態(tài)過程Fig.8 Transient process of GCT turnoff when anti-parallel diode is conducting

VD3的反向恢復電流IA很小，由于門極驅(qū)動單元阻抗極低，從式（6）得到VGK≈-VCOFF。總結GCT在反并聯(lián)二極管續(xù)流時關斷的過程就是 VGK從-VVD1變化至-VCOFF的過程。

4.5 GCT在關斷狀態(tài)承受二極管的正向恢復電壓

圖 9a所示的 GCT處于關斷狀態(tài)時，VGK=-VCOFF。若此時二極管發(fā)生正向恢復，如圖9b所示。VD1的正向恢復電壓可能達到數(shù)百伏，將造成VD2與VD4的反向擊穿，此時，部分負載電流將從門極驅(qū)動單元和 VD2流過，經(jīng)過 GCT的陽極流出。整個正向恢復過程只持續(xù)數(shù)微秒，GCT芯片與門極驅(qū)動單元的關斷回路都可以重復耐受瞬時的大電流沖擊，因此對IGCT不會造成危害?？偨YGCT在關斷時承受反并聯(lián)二級管正向恢復的過程就是 VGK在-VCOFF承受 VD2的反向擊穿電壓（-20～-25V）擾動的過程。

圖9 GCT在關斷狀態(tài)承受二極管的正向恢復電壓的暫態(tài)過程Fig.9 Transient process of GCT is off state when anti-parallel diode forward recovers

4.6 GCT在導通狀態(tài)承受二極管的正向恢復電壓

圖 10a所示的初始狀態(tài)時，VD2流過正向的維持電流IG，VGK≈VVD2。當VD1發(fā)生正向恢復時（見圖 10b），其正向恢復電壓可能造成 VD2與 VD4的反向擊穿。此時，部分負載電流IA將從VD2與門極驅(qū)動單元流過，經(jīng)過GCT的陽極流出，與圖9b的情況不同，維持電流產(chǎn)生電路一般不具備耐受大電流沖擊的能力，因此必須在這種工況下抑制IG的升高。此外，在反并聯(lián)二極管正向恢復的瞬間，實際GCT處于開通狀態(tài)，但VGK將承受VD2的反向擊穿電壓（-20～-25V），表現(xiàn)和 GCT的關斷狀態(tài)完全一樣，門極驅(qū)動單元的檢測回路必須做好必要的濾波措施，以防止誤報故障?？偨YGCT在導通狀態(tài)承受二極管正向恢復電壓的過程就是VGK從VVD2承受VD2的反向擊穿電壓（-20～-25V）擾動到最終穩(wěn)定在－VVD1的過程，對門極驅(qū)動單元來說，一是狀態(tài)檢測回路要做好濾波，二是維持電流產(chǎn)生電路必須具備耐受瞬時沖擊電壓和抑制IG上升的能力。

圖10 GCT在導通狀態(tài)承受二極管正向恢復電壓的暫態(tài)過程Fig.10 Transient process of GCT is on state and anti-parallel diode forward recovers

4.7 電流由二極管換流至GCT且di/dt較小

初始狀態(tài)時，GCT處于二極管續(xù)流時的導通狀態(tài)，如圖11a所示，此時門極電流IG從陽極流通，門極驅(qū)動單元需要進行門極電流限流，在圖11b中，當負載電流IL自然過零時，VVD1過零，VD2不再反偏，維持電流IG將重新流過VD2，促使VD2重新轉(zhuǎn)為正向偏置。由于維持電流IG很小，此時的GCT只有部分胞元參與導通電流，處于一種不完全觸發(fā)導通的狀態(tài)，若GCT重新流過正向電流，預先導通的這部分陰極疏條將承受過大的電流密度而燒毀。因此，當門極驅(qū)動單元檢測到VD2由反偏置轉(zhuǎn)為正偏置后，必須自發(fā)地發(fā)出一個上百安培的門極強觸發(fā)電流將GCT重新觸發(fā)導通，這個過程通常被稱為GCT的內(nèi)部重觸發(fā)。總結電流由二極管換流至 GCT的過程，就是 VGK從－VVD1轉(zhuǎn)為 VVD2的過程，門極驅(qū)動單元需要進行內(nèi)部重觸發(fā)。

圖11 電流由二極管換流至GCT的暫態(tài)過程Fig.11 Transient process of current commutated from diode to GCT

4.8 電流由二極管換流至GCT且di/dt較大（數(shù)百安/微秒）

此工況仍可以用圖11來說明，與4.7中討論的情況所不同的是，由于IL的di/dt很高，內(nèi)部重觸發(fā)還來不及發(fā)出，GCT內(nèi)部已經(jīng)導通了相當大的陽極電流，GCT仍舊十分容易燒毀。因此，上位機必須提前考慮到這種工況的發(fā)生，預先給門極驅(qū)動單元一個信號，通知門極驅(qū)動單元進行重觸發(fā)，這個過程通常被稱為GCT的外部重觸發(fā)。

4.9 各工況概括

對上述不同工況進行概括總結，對應的門陰極電位與門極驅(qū)動電路的邏輯控制要求總結見表1。從表1看出，GCT關斷狀態(tài)的判斷十分簡單也無特殊邏輯控制要求，只要VGK＜-16V就可以認為GCT處于關斷狀態(tài)，超出閾值范圍的可認為關斷出錯。GCT導通狀態(tài)的門陰極電位與邏輯控制則比較復雜，需根據(jù)門陰極的偏置情況進行分情況判斷：VGK＞0.6V可認為門陰極正偏置，反之為門陰極反偏置；若VGK＜-16V則可認為導通出錯。

表1 不同工況對應的門陰極電位與驅(qū)動電路邏輯控制要求Tab.1 Gate-cathode voltage and logical control requests corresponding to different working conditions

5 門極驅(qū)動單元狀態(tài)檢測電路的設計

針對4kA/4.5kV系列不對稱型GCT設計了門極驅(qū)動單元[15]，其功能框圖如圖 12所示。門極驅(qū)動單元以高速反熔絲型可編程邏輯器件 FPGA為核心，通過光纖接收上位機的開關和外部重觸發(fā)命令并進行故障反饋，驅(qū)動電路同時具備四路LED指示工作狀態(tài)，可以對驅(qū)動板內(nèi)部電源狀態(tài)、門陰極偏置情況、GCT導通關斷狀態(tài)和故障情況進行分別輸出。

圖12 門極驅(qū)動單元功能框圖Fig.12 Block diagram of the gate unit

圖13所示的門極驅(qū)動單元的狀態(tài)檢測功能由兩個比較電路完成：①VGK＜-16V時，Gate OFF=0表示 GCT處于關斷狀態(tài)；VGK＞-16V時，Gate OFF=1，表示GCT處于導通狀態(tài)。②VGK＞0.6V時，Gate On=1表示GCT的門陰極正向偏置；VGK＜0.6V時，Gate On=0表示GCT的門陰極反向偏置。兩路信號送往FPGA，其狀態(tài)檢測與邏輯控制見表2。特別需要注意的是，為了防止上文工況 4.6節(jié)中描述的二極管正向恢復引起的故障誤報，Gate OFF信號進行了5μs的數(shù)字濾波。圖14為所設計的門極驅(qū)動單元的維持電流發(fā)生電路，對門極電流的限流采用了兩種手段：①對Rs上的電壓進行采樣，當維持電流過流時，傳輸過流信號給FPGA封鎖V3的脈沖；②采用了門極電流耗散電路，若檢測到GK電壓反偏置，則斷開V4使門極電流耗散在電阻R1、R2上。

圖13 門極驅(qū)動單元的狀態(tài)檢測電路Fig.13 Gate unit’s status detection circuit

表2 GCT的工作狀態(tài)檢測邏輯Tab.2 the logic status detection of GCT

圖14 門極驅(qū)動單元的維持電流發(fā)生電路Fig.14 Gate unit’s back-porch current generation circuit

6 實驗驗證

圖15 三電平功率模塊實驗電路Fig.15 Three-level power building block test circuit

圖16 GCT關斷正向電流Fig.16 GCT turnoff forward current

圖17 GCT導通正向電流Fig.17 GCT turnon forward current

圖18 GCT在反并聯(lián)二極管續(xù)流時導通Fig.18 GCT turnon when anti-parallel diode is conducting

圖19 GCT在反并聯(lián)二極管續(xù)流時關斷Fig.19 GCT turnoff when anti-parallel diode is conducting

圖20 GCT在關斷狀態(tài)承受二極管的正向恢復電壓Fig.20 GCT is off state when anti-parallel diode forward recovery.

圖21 GCT在導通狀態(tài)承受二極管的正向恢復電壓Fig.21 GCT is on state when anti-parallel diode forward recovery

圖22 電流由二極管換流至GCT且di/dt＞200A/μsFig.22 Current commutated from diode to GCT and di/dt＞200A/μs

為了驗證理論分析的正確性與所研制的門極驅(qū)動單元的性能，本文列舉的工況在一個自主研發(fā)的3MW/3kV IGCT三電平功率模塊上進行了實驗驗證，實驗電路如圖15所示。圖16～圖22為實驗得到的波形圖，各工況下的實際換流暫態(tài)過程與本文的理論分析相符，Gate OFF與Gate ON兩個信號很好地反映了GCT的工作狀態(tài)，門極驅(qū)動單元能夠針對各個特殊工況做出維持電流限流和重觸發(fā)等必要的邏輯控制，實驗結果表明了所研制的門極驅(qū)動單元具有優(yōu)良的性能。此外，圖22a的實驗還可以發(fā)現(xiàn)，在 di/dt＞200A/μs的工況下，僅依靠門極驅(qū)動單元的內(nèi)部重觸發(fā)并沒有引起 GCT的損毀，但從GCT電壓的上升推測，部分陰極疏條已經(jīng)承受了過大的功率密度，在負載電流升高、di/dt升高或進行持續(xù)脈沖沖擊時，難保IGCT的安全。對比圖22b，加入外部重觸發(fā)可以有效避免 IGCT電壓的上升，防止過大功率密度的沖擊對IGCT的威脅。

7 結論

本文從 IGCT的芯片結構與驅(qū)動原理出發(fā)，結合三電平電路的換流過程，對反并聯(lián)二極管導通、正向恢復和反向恢復下 IGCT的工作狀態(tài)進行了深入分析，根據(jù)各個特殊工況下GCT門陰極電位的變化機理與可靠運行要求，得出以下結論：

（1）IGCT關斷時，門極驅(qū)動單元與反并聯(lián)二極管構成回路，將造成關斷電流的略微上升，但此現(xiàn)象對驅(qū)動電路的狀態(tài)檢測與邏輯控制并無影響。

（2）IGCT處于導通狀態(tài)，二極管正向壓降將引起門極電流從陽極流通并持續(xù)上升，引起 GCT損耗增大與門極驅(qū)動過流，門極驅(qū)動單元必須對門極電流進行抑制。

（3）門極驅(qū)動單元的維持電流發(fā)生電路必須能夠耐受二極管的正向恢復沖擊，必須對 IGCT導通狀態(tài)時，二極管正向恢復造成的狀態(tài)檢測信號跳變進行濾波，防止誤報故障。

（4）IGCT導通狀態(tài)，當負載電流從二極管換流至GCT，GCT可能由于部分疏條承受過大功率密度損毀，門極驅(qū)動單元應分情況進行重觸發(fā)控制：若換流di/dt較小，由門極驅(qū)動單元自發(fā)檢測進行內(nèi)部重觸發(fā)；若換流di/dt過大，還必須由上級控制單元預先通知門極驅(qū)動單元進行外部重觸發(fā)。

（5）根據(jù)各個工況下門陰極電位的變化，依靠兩個比較電路檢測門陰極電位即可對 IGCT的所有工況進行判斷，并據(jù)此做出相應的邏輯控制。

（6）本文中自主研發(fā)的門極驅(qū)動單元，通過三電平功率模塊的實測，可以達到三電平運行各工況的要求，具有優(yōu)良性能。

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