王 魏，黎 希，宮召英，馬曉英，楊麗君，王岳生

(重慶郵電大學(xué)光電工程學(xué)院，重慶 400065)

1 衛(wèi)星電視天線技術(shù)

隨著衛(wèi)星電視天線技術(shù)的發(fā)展，以及衛(wèi)星電視天線設(shè)備應(yīng)用的頻率日益增加，射頻集成電路在衛(wèi)星電視天線系統(tǒng)中得到了廣泛應(yīng)用。壓控振蕩器(VCO)作為無線衛(wèi)星電視天線接收電路中的一個(gè)重要模塊，應(yīng)當(dāng)在具有更大的協(xié)調(diào)范圍的同時(shí)也要具有更低的相位噪聲。協(xié)調(diào)范圍決定了覆蓋接收頻段的多少，相位噪聲是決定接收質(zhì)量和可靠性的重要參數(shù)。協(xié)調(diào)范圍和相位噪聲時(shí)常難以兼顧，因此寬帶低噪聲VCO是目前射頻集成電路設(shè)計(jì)中的一個(gè)難點(diǎn)[1]。

常用的VCO實(shí)現(xiàn)方案有兩種，即環(huán)形振蕩器和電容電感振蕩器(LC VCO)。由于LC VCO相對于環(huán)形VCO具有更低的相位噪聲，因而低噪聲VCO常采用電容電感的結(jié)構(gòu)形式。本文對VCO的結(jié)構(gòu)和相位噪聲進(jìn)行了分析，并采取多種降低相噪的方法，設(shè)計(jì)了一款低相位噪聲高協(xié)調(diào)范圍的VCO。

2 電路結(jié)構(gòu)

本文設(shè)計(jì)的壓控振蕩器核心電路如圖1所示，電感L和可變電容Cvar1，Cvar2組成諧振回路，NMOS對(M1，M2)和PMOS對(M3，M4)構(gòu)成有源負(fù)電阻。采用PMOS管和NMOS管組成互補(bǔ)型交叉耦合電路結(jié)構(gòu)能夠有效地抑制共模信號對電路的影響，如襯底噪聲和電源電壓噪聲，且互補(bǔ)交叉耦合振蕩器輸出幅度是單NMOS交叉耦合管的兩倍，從而使振蕩器具有更好的相位噪聲性能。C1為濾波電容，PMOS管M5，M6構(gòu)成有源電流源。

圖1 控振蕩器電路結(jié)構(gòu)

2.1 可變電容管

可變電容按工作特性和工藝可以分為MOS變?nèi)莨芎蚉N結(jié)變?nèi)莨?，MOS變?nèi)莨苡址譃榉葱徒Y(jié)構(gòu)、耗盡型結(jié)構(gòu)和積累結(jié)構(gòu)。積累型MOS變?nèi)莨芙Y(jié)構(gòu)及等效電容如圖2所示，在N阱中進(jìn)行n+摻雜，這種結(jié)構(gòu)能夠阻止空穴注入溝道使其能工作在積累區(qū)和耗盡區(qū)，而無法形成反型層。當(dāng)柵極接正電壓時(shí)，多數(shù)載流子在通道表面形成一個(gè)傳導(dǎo)平面，電容的可變電容Cv是柵氧化層電容，此時(shí)的電容為最大電容Cmax。當(dāng)柵電壓變?yōu)樨?fù)時(shí)，空穴被吸引到表面與電子中和，形成的耗盡區(qū)，此時(shí)可變電容是的電容是柵氧化層電容COX，耗盡層隨著電壓的增加而增加，相比其他形式的變?nèi)莨芷渚哂休^大的線性范圍和較高的品質(zhì)因數(shù)[2]。

圖2 可變電容結(jié)構(gòu)及等效電容

本設(shè)計(jì)采用的可變電容為TSMC 0.18 μm工藝庫中的積累型 MOS 變?nèi)莨?，晶體管 W=2.5 μum，L=500 nm，finger數(shù)為12，電容的變化范圍約為90～190 fF。振蕩器正常工作時(shí)，可變電容兩端的電壓可以看成是一個(gè)較大振幅的正弦電壓信號，因此其瞬時(shí)電容值是周期性變化的，可變電容的容值約等于小信號電容的均值，可變電容上瞬時(shí)電流為

式中:v(t)是振蕩器瞬時(shí)輸出電壓，v(t)=Asin(ωt)+B由此可得一個(gè)周期內(nèi)的平均電容為，

為了保證可變電容總能工作在線性區(qū)可用一個(gè)定值電容在輸出端和變?nèi)莨苤g進(jìn)行交流耦合，同時(shí)進(jìn)行直流偏置。這樣就減小了輸出信號直流電平及共模噪聲對變?nèi)莨苷９ぷ鞯挠绊慬3]。

2.2 電流與輸出振幅

當(dāng)偏置電流較小時(shí)，振蕩器工作在電流有限區(qū);而當(dāng)偏置電流較大時(shí)，輸出信號的幅度達(dá)到了飽和值，此時(shí)受電源電壓限制。則此時(shí)振蕩器工作在電壓有限區(qū)。工作在電流有限區(qū)時(shí)，輸出信號的振幅大小與電流源和LC諧振網(wǎng)絡(luò)的等效電阻成正比，對于互補(bǔ)差分耦合結(jié)構(gòu)，電流源則周期地提供峰值為－IS～I(xiàn)S電流方波。對于非互補(bǔ)型差分耦合結(jié)構(gòu)，電流源周期性向開關(guān)管提供0～I(xiàn)S電流方波。對于這兩種形式的結(jié)構(gòu)，工作在電流有限區(qū)的輸出信號振幅分別為，由此可見對于相同的電流源工作在電流有限區(qū)的互補(bǔ)差分結(jié)構(gòu)振蕩器輸出振幅比非互補(bǔ)結(jié)構(gòu)的振幅大一倍，而高輸出電壓擺幅能夠改善信噪比和相位噪聲性能。因此對于低電流應(yīng)用來說，互補(bǔ)型結(jié)構(gòu)的壓控振蕩器對電流的利用率較高，輸出振幅也較大。而當(dāng)電流增大到一定值使輸出信號的振幅達(dá)到飽和值時(shí)，振蕩器便進(jìn)入電壓有限區(qū)。此時(shí)電流源漏極電流達(dá)到飽和，電流源進(jìn)入線性區(qū)不再隨參考電流而變化，振蕩器輸出振幅達(dá)到穩(wěn)定[4－5]。此時(shí)的差分輸出振幅為VO∝Imax·RT。

3 相位噪聲分析

相位噪聲是基于線性時(shí)不變理論的，即認(rèn)為振蕩器是一個(gè)線性時(shí)不變系統(tǒng)。實(shí)際電路中存在著其他性質(zhì)的噪聲，其相位噪聲相比理想LC振蕩器沿特性下降有一定差別，在較低的頻偏時(shí)相位噪聲降低速度明顯大于，在較大的頻偏時(shí)相位噪聲不在隨著頻偏的增大而繼續(xù)減小。Leeson提出的經(jīng)典線性時(shí)不變模型

式中:F為器件的噪聲因子，是一個(gè)經(jīng)驗(yàn)參數(shù);Psig為諧振電路的平均功耗;ω0為振蕩頻率;Q表示有載條件下的諧振品質(zhì)因數(shù);Δω為頻率偏移量;區(qū)域的拐點(diǎn)頻率。其模型典型曲線如圖3所示。

圖3 Lesson線性時(shí)不變相位噪聲模型

Rael給出了Lesson模型公式中其相位噪聲因子的表達(dá)式

式中:I為電流大小;γ為MOS管的溝道噪聲系數(shù);gmbias為電流源MOS管的跨導(dǎo);Req為諧振電路的等效電阻[6－7]。

根據(jù)式(3)并考慮到Si工藝的特點(diǎn)，在設(shè)計(jì)電路的時(shí)候可以從3個(gè)方面來降低VCO的相位噪聲:1)選擇高Q值電感，但是考慮到片上電感的寄生參數(shù)對整個(gè)電路的影響，其電感值不可以太大，這樣可避免寄生電容與電感產(chǎn)生諧振，否則可能導(dǎo)致頻率過低，使VCO不能正常工作。2)增大VCO的輸出信號振幅，但同時(shí)得考慮到輸出功率與功耗的折中以及器件的擊穿電壓。3)采用全PMOS管設(shè)計(jì)尾電流源，埋溝道降低了MOS管溝道噪聲，同時(shí)增加濾波電容，使得電流源在噪聲通過濾波電容引入地，盡可能少地讓電流源噪聲進(jìn)入LC諧振網(wǎng)絡(luò)。

4 電路仿真及結(jié)果分析

使用0.18 μm射頻CMOS工藝庫，在Cadence spectreRF射頻仿真工具中進(jìn)行仿真，其版圖如圖4所示。在1.8 V電源電壓下電路的頻率覆蓋范圍測試結(jié)果如圖5所示，可以看出本設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)了3.38～4.06 GHz的無盲區(qū)覆蓋，并且電路在兼顧大頻率覆蓋范圍的基礎(chǔ)上實(shí)現(xiàn)了低相位噪聲和低功耗性能。VCO正常工作時(shí)功耗小于2.5 mW，在1 MHz頻偏處的相位噪聲如圖6所示為 －119.1 dBc/Hz.

圖6 VCO相位噪聲曲線

5 小結(jié)

本文采用TSMC 0.18 μm工藝庫進(jìn)行設(shè)計(jì)仿真，設(shè)計(jì)出了一個(gè)中心頻率為1.8 GHz的差分壓控振蕩器。采用高Q值開關(guān)電容陣列結(jié)構(gòu)電路來增大了協(xié)調(diào)范圍，并利用過噪聲濾波和PMOS電流源的方式減低了相位噪聲。該VCO工作電壓為1.8 V，功耗為2.5 mW，相位噪聲值優(yōu)于－119.1 dB@1 MHz，完全能滿足頻率覆蓋范圍內(nèi)衛(wèi)星電視天線接收系統(tǒng)的應(yīng)用要求。

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