摘要：低噪聲放大器是超寬帶接收機(jī)系統(tǒng)中最重要的模塊之一，設(shè)計了一種可應(yīng)用于3.1~5.2 GHz頻段超寬帶可變增益低噪聲放大器。電路輸入級采用共柵結(jié)構(gòu)實現(xiàn)超寬帶輸入匹配，并引入電流舵結(jié)構(gòu)實現(xiàn)了放大器的可變增益。仿真基于TSMC 0.18 μm RF CMOS工藝。結(jié)果表明，在全頻段電路的最大功率增益為10.5 dB，增益平坦度小于0.5 dB，噪聲系數(shù)小于5 dB，輸入反射系數(shù)低于-15 dB，在1.8 V電源電壓下，功耗為9 mW。因此，該電路能夠在低功耗超寬帶射頻接收機(jī)系統(tǒng)中應(yīng)用。

關(guān)鍵詞：超寬帶； 可變增益； 低噪聲放大器； 電流舵； 低功耗

中圖分類號：TN91934文獻(xiàn)標(biāo)識碼：A文章編號：1004373X(2012)04015904

Design of variable gain low noise amplifier working in 3.1～5.2 GHz ultra wideband

HUANG Jiannan， ZHANG Kefeng， LIU Lanqi

(Huazhong University of Science and Technology， Wuhan 430074， China)

Abstract： Low noise amplifier is the most important part in ultra wideband (UWB) receiver system. A variable gain low noise amplifier (LNA) wiorking in 3.1～5.2 GHz UWB was designed. A commongate structure is adopted in the input stage of the circuit to achieve wideband input match. A currentsteering structure is introduced to realize the variable gain of amplifiers， whose simulation is carried out based on TSMC 0.18μm RF CMOS process. The results of the simulation show that the low noise amplifier′s maximum power gain is 10.5 dB， ripple is less than 0.5 dB in the designed band， input return loss is less than ―15 dB， noise figure is below 5 dB， and power dissipation is 9 mW while the power supply is 1.8 V. So this circuit can be applied in lowpower UWB receiver systems.

Keywords： ultra wideband; variable gain; low noise amplifier; currentsteering; low power consumption

收稿日期：20110907

基金項目：國家科技重大專項課題（2010ZX0300700202）0引言

超寬帶（UWB）無線通信技術(shù)因具有低功耗，高傳輸速率以及抗干擾能力強等優(yōu)點，近年來在WPAN、無線USB等高速無線通信領(lǐng)域，以及無線傳感器網(wǎng)絡(luò)、可植入式醫(yī)療器具等低功耗領(lǐng)域得到了廣泛的關(guān)注［1］。UWB頻譜范圍為3.1~10.6 GHz，在近距離傳輸距離（10 m）內(nèi)能夠達(dá)到480 MHz。目前，在超寬帶系統(tǒng)的標(biāo)準(zhǔn)上存在兩種方案：直接序列（DSCDMA）和多帶OFDM（MBOFDM），而2種方案的低頻段均工作在3.1~5.2 GHz，因此3.1~5.2 GHz UWB收發(fā)系統(tǒng)是最近的研究熱點。

低噪聲放大器（LNA）是UWB接收機(jī)的最為關(guān)鍵的模塊之一，對接收信號進(jìn)行適當(dāng)放大的同時盡可能的引入低的噪聲，其噪聲和增益直接影響到了整個接收機(jī)的靈敏度和動態(tài)范圍。目前常見的寬帶LNA包括分布式、噪聲取消以及電阻負(fù)反饋結(jié)構(gòu)等結(jié)構(gòu)。分布式LNA雖然能夠達(dá)到較高的增益和低的噪聲，但是功耗過大［2］；電阻負(fù)反饋結(jié)構(gòu)雖然降低了功耗，但反饋電阻引入了較大的噪聲［3］；噪聲取消電路能夠在各個性能之間平衡，但是由于其結(jié)構(gòu)的特殊性，不能夠?qū)崿F(xiàn)增益的可變［4］。

本文提出了一種超寬帶可變增益的低噪聲放大器結(jié)構(gòu)，輸入級采用共柵結(jié)構(gòu)實現(xiàn)寬帶輸入匹配，并引入Currentsteering 結(jié)構(gòu)實現(xiàn)了放大器的可變增益，以犧牲少量噪聲性能的代價獲得寬的帶寬、少的電感數(shù)以及增益可變等特性。

1UWB LNA電路的設(shè)計

寬帶低噪聲放大器電路結(jié)構(gòu)一般由3部分組成：輸入匹配網(wǎng)絡(luò)，放大模塊以及輸出Buffer。設(shè)計時可以單獨對每個模塊進(jìn)行優(yōu)化。輸入匹配網(wǎng)絡(luò)需要在不引入額外噪聲的情況下使得端口反射系數(shù)S11最小化，完成寬帶匹配；放大模塊對輸入信號進(jìn)行一定的放大，同時抑制下一級電路的噪聲；輸出Buffer在不影響電路性能的同時提供大的驅(qū)動能力，同時滿足輸出匹配。而UWBLNA的難點主要體現(xiàn)在在寬的頻段內(nèi)很難實現(xiàn)輸入輸出阻抗匹配。圖1為提出的UWBLNA的電路圖，現(xiàn)對LNA的各個模塊進(jìn)行分析。

圖1UWBLNA電路1.1超寬帶輸入阻抗以及輸出阻抗

輸入阻抗匹配如圖2所示。

圖2輸入阻抗匹配忽略電感Ls的寄生電阻，由圖2（b）可得出電路的輸入阻抗為：Zin=sLs1+(gm+sCgs1)sLs (1)式中：gm為M1管的跨導(dǎo)；Cgs為M1的寄生電容。從式（1）中可以分析出，在頻率較低時，(gm+sCgs)sLs<<1，Zin≈sLs，輸入阻抗趨近于0，因此，在輸入頻率較低時的輸入電阻由源級電感決定。在圖2（a）中可以直觀的看出，低頻率時Ls近似的將M1的源端短接到地。當(dāng)頻率增加至GHz時，(gm+sCgs1)sLs>>1，Zin≈1(gm+sCgs1)，對于一般的MOS管而言，Cgs低于100 fF，而gm在幾十mS左右，本文所設(shè)計的LNA工作在3.1~5.2 GHz，gm遠(yuǎn)大于sCgs1，所以在所需頻段內(nèi)Zin≈1gm。因此為了將輸入阻抗精確匹配到50 Ω，可以調(diào)整gm到20 ms。為了兼顧輸入匹配性能和版圖面積開銷，Ls為10 nH。

輸出阻抗匹配：

如圖1所示，在最大增益處（忽略M2和M3的寄生電容），第一級的輸出阻抗為:Rout=(RL+sLD)//(gm2ro1ro2)(2)很顯然，為了實現(xiàn)一定的增益值，Rout并一定為50 Ω，同時隨著增益的變化Rout也跟著變化。為了保證在不同增益以及所需帶寬內(nèi)實現(xiàn)50 Ω的阻抗匹配，在輸出級采用常用的源級跟隨器結(jié)構(gòu)，同時也提供了大的驅(qū)動能力。Rout=1gm3//ro4(3)可見，Rout不隨頻率的變化，通過適當(dāng)調(diào)整可以實現(xiàn)輸出阻抗匹配。

1.2可編程增益控制技術(shù)

被接收信號很容易遭到多路衰減，為了保證接收機(jī)有恒定的信號輸出，需要對接收機(jī)中的放大器模塊（LNA，PGA）進(jìn)行增益的控制。實現(xiàn)增益的可調(diào)一般采用兩種辦法：改變輸入管的跨導(dǎo)，改變負(fù)載電阻。為了保證輸入阻抗匹配，跨導(dǎo)必須為20 mS，所以改變輸入跨導(dǎo)會造成輸入阻抗匹配特性的衰減；如果改變輸出電阻，必須在每個支路加一個電感來保證寬帶內(nèi)增益的平坦，這樣就增加了額外的面積。因此，電路引入了current Steering 結(jié)構(gòu)［5］通過3個數(shù)字信號控制流到負(fù)載電阻的電流，實現(xiàn)了增益的改變。

在圖1中，M2為cascode結(jié)構(gòu)的共柵級，可以消除miller效應(yīng)的影響，同時降低輸出回波損耗。M21，M22和M23的寬長比之和為M1的寬長比，同時，M21與M31，M22與M23，M23與M33的尺寸相同，這樣是為了保證在數(shù)字控制的過程中，流入M1的電流不變，使電路有良好的輸入阻抗匹配性能。

圖3小信號等效圖在小信號圖中，gm2為M2管的跨導(dǎo)，gm3為M3的跨導(dǎo)，流入M1的電流為流入M2和M3的電流之和?？梢缘贸觯篻m1=gm2+gm3(4)第一級放大器的增益：AV=gm(R//RL)，其中g(shù)m為電路的整體跨導(dǎo)，RL為等效負(fù)載阻抗，R為從輸出端看進(jìn)去的電路的阻抗。通過小信號分析：gm=gm1gm3gm2+gm3≈gm3(5)從式（5）看出，電路的跨導(dǎo)僅由M3的跨導(dǎo)決定，因而可以通過直接控制gm3來實現(xiàn)增益的可變。電路的增益為:AV=gm3gm1ro1ro3+ro1+ro31+gm2ro1//(RL+sLD)(6)從式（6）中可以看出，控制管的變化也影響到了輸出電阻，因此，為了實現(xiàn)特定的增益，需要適當(dāng)?shù)脑O(shè)定M3的寬長比。

本文設(shè)置了3個不同的增益，并且實現(xiàn)了5 dB的步長，通過G［210］來控制M3的跨導(dǎo)，詳細(xì)增益列表如表1所示。

表1由控制位控制的不同增益

控制位G［210］增益單位11110011 5dB0010000截止

1.3LNA噪聲分析

對于一個級聯(lián)系統(tǒng)，第一級電路的噪聲性能對整個電路的噪聲系數(shù)影響很大，因而主要分析第一級電路的噪聲系數(shù)。通過優(yōu)化電路參數(shù)、忽略電感的寄生電阻效應(yīng)，本文的CG-LNA總的噪聲因子可以近似表示為［6］：F=1+γa+4RsRL+2.4γa·ωωT （7）從式中可以看出，增大負(fù)載RL可以降低電路的噪聲系數(shù)，但是過大的增加RL會減小電流，同為了保證恒定的跨導(dǎo)，需要增加管子的尺寸，同時，增加RL也會將第一級的輸出電壓降低。給定γa=1.33，針對0.18 μm下的MOSFET，假設(shè)ωT=2π*80 GHz，電阻的取值分別為Rs=50 Ω，RL=200 Ω。當(dāng)頻率從1 GHz增加到6 GHz時，根據(jù)式（7）計算所得的噪聲系數(shù)為4.9~5.3 dB，這和仿真結(jié)果較為近似。

2仿真結(jié)果與討論

采用TSMC提供的0.18 μm RF CMOS工藝進(jìn)行模擬仿真。圖4是LNA S21的仿真結(jié)果。在3.1~5.2 GHz的帶寬內(nèi)，LNA能夠獲得非常平坦的增益特性，共有3種增益模式：10.4 dB，4.9 dB，-1 dB，控制步長約為5 dB，帶內(nèi)增益波動小于0.5 dB。圖5是LNA輸入輸出回波損耗（S11，S22）的仿真結(jié)果。S11和S22在整個頻段內(nèi)均小于-15 dB，匹配性能良好。圖6是LNA IIP3的仿真結(jié)果。在輸入信號為4 GHz時，IIP3為-0.5 dB。圖7是LNA的噪聲性能，在整個工作頻段內(nèi)的最低噪聲為4.6 dB，噪聲系數(shù)在高頻段惡化的主要原因在于器件寄生的噪聲性能會隨頻率升高而逐漸惡化，此外，由于電路設(shè)計時需要在各方面與噪聲進(jìn)行折中，所以適當(dāng)?shù)臓奚嗽肼曅阅堋?/p>

圖4功率增益仿真S21表2是本工作于近幾年報道的UWB LNA性能的比較。可以看出，本文設(shè)計的電路具有功耗小，匹配性能良好以及增益可變的優(yōu)勢。

表2本文設(shè)計與已發(fā)表文獻(xiàn)的比較

Rer.Variable GainS21 /dB (max)S11 /dBS22 /dBBW /GHzNF /dBIIP3 /dBmP /mWTech /μm［7］［8］No10≤-10NG2.79.13.86.9-470.18［9］No13.9≤-10NG3.14.84.75.0NG14.60.18［10］No12.615.3≤-10NG3.14.84.75.1-7.119.10.18ThisYes21.6≤-8.6NG1.11.82.7~3.7NG15.60.13workYes10≤-15≤-153.15.24.6~5.0-0.590.19

圖5LNA輸入輸出回波損耗

圖6輸入三階交調(diào)點仿真

圖7噪聲系數(shù)仿真3結(jié)語

利用TSMC 0.18 μm RF CMOS工藝，設(shè)計了一種應(yīng)用于3.1~5.2 GHz頻段超寬帶可變增益低噪聲放大器。放大器輸入級輸入級采用共柵結(jié)構(gòu)實現(xiàn)寬帶輸入匹配，并引Currentsteering 結(jié)構(gòu)實現(xiàn)了放大器的可變增益。仿真結(jié)果表明，在工作頻段內(nèi)電路的最大功率增益為10.5 dB，增益平坦度小于0.2 dB，噪聲系數(shù)小于5 dB，輸入反射系數(shù)低于-15 dB，在1.8 V電源電壓下的功耗僅為9 mW。其性能滿足超寬帶系統(tǒng)的要求。

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