顏文旭， 韓立圣， 惠 晶， 謝林柏

(江南大學(xué)通信與控制工程學(xué)院， 無錫 214122)

三相四線有源電力濾波器新型神經(jīng)預(yù)測(cè)控制①

顏文旭， 韓立圣， 惠 晶， 謝林柏

(江南大學(xué)通信與控制工程學(xué)院， 無錫 214122)

為補(bǔ)償有源電力濾波器的控制延時(shí)，提出了一種新型三相并聯(lián)型有源電力濾波器的 RBF 神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)預(yù)測(cè)控制方案。建立三相四線制并聯(lián)型有源電力濾波器的數(shù)學(xué)模型及電流預(yù)測(cè)控制的離散化模型，設(shè)計(jì)神經(jīng)預(yù)測(cè)控制器，通過在線訓(xùn)練權(quán)值提高控制精度，控制有源濾波器產(chǎn)生用以抵消非線性負(fù)載的諧波電流。應(yīng)用 Matlab 對(duì)該方法進(jìn)行了仿真，并在以 DSP 為核心控制器的基礎(chǔ)上對(duì)其進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)研究，仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明該預(yù)測(cè)電流控制方法實(shí)時(shí)快速性好、動(dòng)態(tài)特性好，驗(yàn)證了所提方案的可行性和正確性。

有源電力濾波器； 徑向基函數(shù)神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)； 預(yù)測(cè)控制； 諧波

各種非線性負(fù)載應(yīng)用日益廣泛，特別是三相四線制系統(tǒng)在工廠和城市供電等電力系統(tǒng)中廣范應(yīng)用，電網(wǎng)中的無功功率、諧波污染和中線過流已成為一個(gè)非常嚴(yán)重的問題日益受到重視。為了消除無功和諧波對(duì)電網(wǎng)造成的污染，有源電力濾波器APF(active power filter)得到了飛速發(fā)展，利用三相四線制有源濾波器對(duì)電網(wǎng)諧波、無功、中線電流以及三相不平衡進(jìn)行補(bǔ)償?shù)姆椒ㄊ艿皆絹碓蕉嗟年P(guān)注、研究和應(yīng)用[1～3]。

有源電力濾波器能否準(zhǔn)確跟蹤指令信號(hào)的變化是決定系統(tǒng)補(bǔ)償效果的關(guān)鍵因素。在三相四線有源濾波器的研究上很多專家學(xué)者嘗試了不少電流檢測(cè)和控制方法以及對(duì)這些方法的改進(jìn)。文獻(xiàn)[2]采用無差拍控制方法對(duì)三相四線有源濾波器進(jìn)行諧波抑制和系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)的改善，取得了一定的效果。然而由于系統(tǒng)本身固有的延時(shí), 例如檢測(cè)環(huán)節(jié)中的計(jì)算延時(shí)和電壓型逆變器VSI(voltagesource inverter)的延時(shí)等，使得APF對(duì)于高次諧波的補(bǔ)償出現(xiàn)誤差，甚至于放大某些高次諧波，影響APF的補(bǔ)償精度。文獻(xiàn)[3]針對(duì)速度、負(fù)載力矩頻繁變動(dòng)的直流電機(jī)驅(qū)動(dòng)裝置嘗試采用神經(jīng)預(yù)測(cè)控制方案取得一定效果。本文在以上研究的基礎(chǔ)上通過對(duì)神經(jīng)預(yù)測(cè)控制方法做適當(dāng)改進(jìn)，建立預(yù)測(cè)模型，根據(jù)采樣負(fù)載電流、網(wǎng)側(cè)電流得出下一時(shí)刻補(bǔ)償電流參考值和實(shí)際值的預(yù)測(cè)值，根據(jù)誤差和目標(biāo)函數(shù)計(jì)算出使得APF逆變器輸出精確補(bǔ)償電流信號(hào)的電壓矢量，從而APF輸出電流跟蹤指令電流，有效補(bǔ)償電網(wǎng)諧波和無功。該方法無需諧波檢測(cè)和傳統(tǒng)的脈寬調(diào)制環(huán)節(jié)，從而較好地補(bǔ)償APF的控制延時(shí)。

計(jì)算機(jī)仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明所提出的神經(jīng)預(yù)測(cè)控制方案具有控制精度高、響應(yīng)速度快的特點(diǎn)。

1 APF工作原理和數(shù)學(xué)模型

APF基本工作原理如圖1所示。三相電源的中性線與直流側(cè)母線中點(diǎn)相連為中性線電流提供通道，L為電力系統(tǒng)線路電抗。由于中性線電流的存在，流經(jīng)連接電抗的電流ica、icb、icc之和并不為零，Ls為有源濾波器電感，Rs為有源濾波器電內(nèi)阻，iL(t)為非線性負(fù)載的電流，一般為非正弦波，可展開為傅氏級(jí)數(shù)

iham(t)=i1p(t)+iham(t)=i1p(t)+ic(t)

(1)

式中：i1(t)是基波電流，包括有功電流i1p(t)和無功電流i1q(t)；iham(t)是高次諧波電流；In、φn是n次電流的幅值和初相角[3]。

圖1 三相四線APF主電路

iL(t)由電網(wǎng)電流is(t)和APF輸出電流ic(t)共同提供，APF檢測(cè)并分離出iL(t)中的諧波電流分量，通過適當(dāng)控制方式，使其主電路的輸出電流ic(t)與諧波分量相等，及ic(t)=iham(t)，即諧波電流由APF提供，而電力系統(tǒng)只提供基波電流，從而達(dá)到消除諧波和補(bǔ)償無功的目的。同時(shí)，還能對(duì)電流的不對(duì)稱度和負(fù)序電流等進(jìn)行補(bǔ)償。

定義開關(guān)函數(shù)Sa，Sb，Sc∈{0，1}，取值為1表示該相上橋臂器件導(dǎo)通，取值為0表示為下橋臂導(dǎo)通，則三相四線制有源濾波器在abc坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為

(2)

APF系統(tǒng)實(shí)時(shí)檢測(cè)網(wǎng)側(cè)電流、負(fù)載電流，通過RBF預(yù)測(cè)控制算法[4]分析參考電流，得出最合適的電壓矢量，根據(jù)SVPWM方法確定各相中絕緣柵雙極晶體管IGBT(insulated gate bipolar transistor)的開關(guān)函數(shù)并驅(qū)動(dòng)IGBT，使APF輸出補(bǔ)償電流跟蹤參指令電流，有效抑制諧波和進(jìn)行無功補(bǔ)償[6，7]。

APF在采用傳統(tǒng)的正弦脈寬調(diào)制技術(shù)進(jìn)行控制時(shí)，主要存在的問題是電壓利用率較低及調(diào)制度不高[8]。而采用空間矢量脈寬調(diào)制(space vector pulse width modulation)技術(shù)則能克服上述不足[9]。因?yàn)镾VPWM方法是通過數(shù)字控制實(shí)現(xiàn)的，這樣APF補(bǔ)償性能則受到數(shù)字控制系統(tǒng)控制延時(shí)的影響。本文設(shè)計(jì)了基于RBF網(wǎng)絡(luò)預(yù)測(cè)控制方法，通過正確預(yù)測(cè)下一周期的參考電流，并結(jié)合SVPWM方法建立APF的預(yù)測(cè)電流控制算法。

2 基于預(yù)測(cè)偏差的RBF網(wǎng)絡(luò)預(yù)測(cè)控制

2.1 參考電流預(yù)測(cè)算法

本文研究的預(yù)測(cè)電流控制以逆變器輸出電流為控制目標(biāo)，以第k時(shí)刻電流的采樣值預(yù)測(cè)第(k+1)時(shí)刻準(zhǔn)電流的參考值，可有效消除采樣計(jì)算等帶來的延時(shí)。預(yù)測(cè)的第k+1時(shí)刻補(bǔ)償電流值是否能夠準(zhǔn)確用于電網(wǎng)諧波和無功補(bǔ)償是一個(gè)需要慎重考慮解決的問題?；诖?，本文采用RBF動(dòng)態(tài)模型的預(yù)測(cè)偏差控制算法，仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了此方法可以較為準(zhǔn)確地預(yù)測(cè)出補(bǔ)償電流信號(hào)值。

設(shè)APF輸出三相電流為ic，m(m=a,b,c)。式(2)的數(shù)學(xué)模型可以寫為瞬時(shí)方程式

(3)

式中：us，m為電網(wǎng)電壓，ic,m表示APF輸出補(bǔ)償電流；Vd為APF直流側(cè)的電壓；Sm為APF三相橋臂開關(guān)函數(shù)，m=a,b,c。

將式(3)變換為

(4)

(5)

其中：

求APF狀態(tài)方程時(shí)域解[8]的方程式為

(6)

為了對(duì)指令電流進(jìn)行預(yù)測(cè)控制，需將有源濾波器的狀態(tài)方程離散化，離散系統(tǒng)表示為

X(k+1)=MX(k)+NU(k)

(7)

(8)

其中，Ts為采樣周期。又ic，m=iL，m-is，m，則

通過RBF神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的APF補(bǔ)償電流的預(yù)測(cè)控制，實(shí)現(xiàn)APF諧波和無功補(bǔ)償。圖2為補(bǔ)償電流預(yù)測(cè)優(yōu)化控制框圖，由RBF網(wǎng)絡(luò)建立受控對(duì)象APF的非線性預(yù)測(cè)模型，網(wǎng)絡(luò)輸出為補(bǔ)償電流預(yù)測(cè)值，依據(jù)過去的輸入序列和輸出序列及當(dāng)前的輸入預(yù)測(cè)被控對(duì)象的未來輸出值，利用控制算法在線校正和優(yōu)化被控對(duì)象的動(dòng)態(tài)行為，最終使被控對(duì)象的輸出跟蹤期望軌跡，穩(wěn)定在設(shè)定值上。

圖2 RBF網(wǎng)絡(luò)補(bǔ)償電流預(yù)測(cè)優(yōu)化控制框圖

圖3 RBF網(wǎng)絡(luò)電流預(yù)測(cè)模型

(9)

式中：RBF網(wǎng)絡(luò)模型單步預(yù)測(cè)的輸出為

(10)

RBF非線性函數(shù)映射關(guān)系式為

(11)

式中：h為隱含層節(jié)點(diǎn)數(shù)；i為輸出層節(jié)點(diǎn)數(shù)，i=1，2，…，m；ρj是待學(xué)習(xí)權(quán)值；cj是隱含層節(jié)點(diǎn)中心值；ηij為隱含層第j節(jié)點(diǎn)與輸出層第i節(jié)點(diǎn)間的傳輸權(quán)值。

對(duì)于RBF網(wǎng)絡(luò)的學(xué)習(xí)訓(xùn)練，則采用高斯分布函數(shù)作為徑向基函數(shù)

φ(Z，ρ)=exp(-Z2/ρ2)

(12)

為提高預(yù)測(cè)偏差電流預(yù)測(cè)控制系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)特性，采用RBF網(wǎng)絡(luò)動(dòng)態(tài)模型，做單步運(yùn)算時(shí)，ic，m(k)，ic，m(k+1)，…，ic，m(k-nc+1)和iL,m(k-1)，…，iL，m(k-nc+1)及is，m(k-1)，…，is，m(k-nc+1)均為已知，僅iL，m(k)和is，m(k)為待求的k時(shí)刻控制輸出，令im(k)=iL，m(k)-is，m(k)，因此可以簡化為函數(shù)關(guān)系

(13)

(14)

將優(yōu)化目標(biāo)函數(shù)寫成二次型為

(15)

圖4 RBF動(dòng)態(tài)模型的預(yù)測(cè)偏差控制結(jié)構(gòu)

2.2APF預(yù)測(cè)電流控制

系統(tǒng)控制框圖如圖5所示，為了使預(yù)測(cè)結(jié)果更加準(zhǔn)確，必須采集充分的負(fù)載電流、網(wǎng)側(cè)電流等信號(hào)。但是，如果將整周的電流信號(hào)采樣值送入RBF網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行處理，這需要一個(gè)具有眾多輸入端口的RBF網(wǎng)絡(luò)，不僅使網(wǎng)絡(luò)的訓(xùn)練發(fā)生困難，且使預(yù)測(cè)的實(shí)時(shí)處理花費(fèi)太多的計(jì)算時(shí)間。因此，在系統(tǒng)信息送入RBF網(wǎng)絡(luò)之前當(dāng)進(jìn)行必要的預(yù)處理，從而有效降低信號(hào)噪聲對(duì)神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的敏感度，根據(jù)文獻(xiàn)[10]，本文采用快速傅里葉FFT(fast Fourier transform)算法對(duì)電流信號(hào)進(jìn)行預(yù)處理。

預(yù)測(cè)電流控制的目標(biāo)是使k+1時(shí)刻的電流誤差最小，所以定義目標(biāo)函數(shù)[11]為

(16)

在一個(gè)采樣周期內(nèi)，需要完成以下3步工作。

(1)采樣iL，m、is，m及補(bǔ)償電流信號(hào)值ic，m(RBF動(dòng)態(tài)模型內(nèi)部存儲(chǔ)的歷史輸出數(shù)據(jù))；

為提高控制的實(shí)時(shí)性和快速性，減少控制延時(shí)，采用高速DSP器件實(shí)現(xiàn)電流預(yù)測(cè)控制，在第k個(gè)采樣周期進(jìn)行信號(hào)采集、計(jì)算后得出第k+1時(shí)刻的期望輸出控制信號(hào)，k時(shí)刻最后立刻輸出此控制信號(hào)，使k+1時(shí)刻的電流跟蹤誤差達(dá)到最小，由此有效地消除由計(jì)算帶來的延時(shí)。

圖5 RBF動(dòng)態(tài)預(yù)測(cè)電流控制系統(tǒng)框圖

3 仿真及實(shí)驗(yàn)結(jié)果

電路仿真參數(shù)為：系統(tǒng)總功率為50 kVA，三相輸入線電壓為380 V，三相有源電力濾波器接入電感是1.5 mH，直流側(cè)電容電壓為800 V，直流側(cè)電容采用2 200 μF/900 V (4個(gè)2 200 μF/450 V電容兩并聯(lián)后串聯(lián))，取樣電阻Rs=1 Ω ，用一個(gè)可控整流器代替圖1的非線性負(fù)載(見圖6)，通過改變整流器的觸發(fā)角可改變其輸出，即改變負(fù)載的非線性[12]。

圖7是電路的仿真波形。其中，圖(a)為補(bǔ)償前負(fù)載電流波形，圖(b)為神經(jīng)預(yù)測(cè)諧波電流波形，圖(c)為補(bǔ)償后電源電流波形，而圖(d)是將上述各電流進(jìn)行對(duì)比的綜合波形。從圖7中可以看到濾波前負(fù)載電流諧波嚴(yán)重，經(jīng)過RBF網(wǎng)絡(luò)預(yù)測(cè)控制APF準(zhǔn)確輸出預(yù)測(cè)諧波電流，證實(shí)電路有效地濾除了諧波，同時(shí)，還證實(shí)系統(tǒng)經(jīng)過0.04 s左右電網(wǎng)

圖6 有源濾波器系統(tǒng)仿真

(a) 負(fù)載電流波形

(b) 神經(jīng)預(yù)測(cè)補(bǔ)償電流波形

(c) 補(bǔ)償后電源電流波形

(d) 對(duì)比波形

諧波已得到有效抑制，波形的對(duì)比分析驗(yàn)證了所提控制方案的實(shí)時(shí)性、正確性。

為了驗(yàn)證所提出的控制策略，搭建了DSP實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，采用TMS320F2812芯片制作了IGBT開關(guān)的控制板，分別采樣電源電流、負(fù)載電流。通過軟件設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)本文提出的控制方案，系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖8所示。

圖8 實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

DSP通過檢測(cè)負(fù)載電流、電網(wǎng)電流和APF輸出補(bǔ)償電流，采用預(yù)測(cè)電流控制算法產(chǎn)生合適的電壓矢量控制逆變器開關(guān)產(chǎn)生補(bǔ)償電流，主程序流程如圖9所示。

圖9 DSP程序流程

根據(jù)以上策略，搭建了容量為3 000 VA的RBF網(wǎng)絡(luò)預(yù)測(cè)控制APF的實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，電源線電壓為380 V，直流側(cè)電容電壓為800 V，電容容量為8 000 μF，濾波電感為1.5 mH。采用數(shù)字式示波器和電能質(zhì)量分析儀記錄實(shí)驗(yàn)波形。

圖10示出實(shí)驗(yàn)結(jié)果。圖中iLa、isa、ica分別為負(fù)載電流、電源電流、補(bǔ)償電流。由此可知濾波前電流畸形嚴(yán)重，含有多次諧波，但補(bǔ)償后的電流和電壓同相，近似正弦波，含量很高的諧波大部分被消除，大大提高了功率因數(shù)。

圖11為補(bǔ)償前后電源電流的頻譜分析，由此可知補(bǔ)償前電力系統(tǒng)的電流中含有大量的諧波分量且大多為低次諧波，而經(jīng)過濾波后諧波含量明顯減少，電源電流諧波總畸變率(THD)由補(bǔ)償前的19.7%下降到補(bǔ)償后的4.26%，基本消除了系統(tǒng)的諧波，驗(yàn)證了RBF預(yù)測(cè)電流控制系統(tǒng)有很好的濾波效果。

圖10 實(shí)驗(yàn)各電流波形

(a) 補(bǔ)償前電源電流諧波分析

(b) 補(bǔ)償后電源電流諧波分析

4 結(jié)語

本文以三相四線制并聯(lián)型有源電力濾波器為研究對(duì)象，設(shè)計(jì)了基于DSP芯片的數(shù)字化控制方案，通過在線訓(xùn)練權(quán)值提高控制器的控制精度，實(shí)現(xiàn)RBF網(wǎng)絡(luò)預(yù)測(cè)控制。仿真及實(shí)驗(yàn)結(jié)果與理論分析相一致，驗(yàn)證了神經(jīng)預(yù)測(cè)控制對(duì)APF良好的補(bǔ)償性能，較好地補(bǔ)償無功和諧波電流，應(yīng)用于有源電力濾波器的控制，有效地提高了補(bǔ)償?shù)膶?shí)時(shí)性，改善了補(bǔ)償效果。

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NovelNeuralNetworkPredictiveControlSchemeforThree-phaseFour-wireActivePowerFilter

YAN Wen-xu， HAN Li-sheng， HUI Jing， XIE Lin-bo

(College of Communication and Control Engineering， Jiangnan University， Wuxi 214122， China)

In order to compensate the control delay of active power filter (APF), a novel predictive control strategy based on radial basis function neural network is proposed. The mathematic model of three-phase four-wire APF and the discrete model of predictive current control scheme are established. Then a neural network based predictive controller is designed. All the connecting weighting coefficients are trained on-line to improve the control accuracy, which makes the active power filter working properly to cancel load's line harmonic current. The simulation studies are carried out using Matlab, and an experimental study system has been conducted based on DSP. Simulations are performed to verify the feasibility and accuracy of the proposed method, and experimental results show that the predictive current control method has a good real-time quality and good dynamic characteristics.

active power filter； radial basis function neural network； predictive control； harmonics

2009-11-24

2010-02-05

國家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目(60804013)

TM464

A

1003-8930(2011)01-0028-06

顏文旭(1971-)，男，博士研究生，講師，研究方向?yàn)殡娔苜|(zhì)量控制及智能控制。Email:ywx03@163.com 韓立圣(1984-)，男，碩士研究生，研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳動(dòng)。Email:han0924@126.com 惠 晶(1957-)，男，學(xué)士，教授，研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳動(dòng)。Email:jingh@126.com 謝林柏(1973-)，男，博士，副教授，中國自動(dòng)化學(xué)會(huì)故障診斷與安全性專業(yè)委員會(huì)委員，研究方向?yàn)榫W(wǎng)絡(luò)控制系統(tǒng)分析與綜合、復(fù)雜系統(tǒng)故障檢測(cè)與診斷、先進(jìn)控制理論與應(yīng)用等。Email:xielb@126.com