陳英杰，田聯(lián)房，王孝洪，梁東明，賈宇輝

（1.華南理工大學 自動化科學與工程學院，廣東 廣州 510640；2.日立電梯（中國）有限公司，廣東 廣州 511430；3.廣州日濱科技發(fā)展有限公司，廣東 廣州 510060）

1 引言

傳統(tǒng)的二極管不控整流器和相控整流器的缺點：功率因數(shù)低；網側諧波污染嚴重；無法實現(xiàn)能量的再生利用。大功率換流設備、軋機、電焊機、感應加熱設備、通信設備和電力機車等都是諧波污染的主要來源［1－2］。本文提供的PWM 整流器方案，用于取代傳統(tǒng)的二極管整流器，可實現(xiàn)單位功率因數(shù)運行，減少諧波污染，提高電網質量。

本文介紹了電壓型PWM整流器的數(shù)學模型、PWM整流器的雙閉環(huán)直接電流控制策略，通過Matlab軟件建立整流器離散系統(tǒng)仿真模型進行驗證，最后利用TI公司的TMS320F2812控制芯片和富士公司的IPM模塊搭建硬件平臺，實現(xiàn)PWM整流器硬軟件設計，并對實驗所得電壓電流波形進行分析。

2 整流器數(shù)學模型及控制策略

2.1 PWM整流器的數(shù)學模型

三相電壓型PWM整流器結構圖見圖1。

假設電網電壓三相平衡，在三相靜止對稱坐標系（a，b，c）中，三相電壓型PWM 整流器開關函數(shù)為

式中：sk為單極性二值邏輯開關函數(shù)（k＝a，b，c），當sk＝1時，上臂Skp導通，下臂Skn截止，sk＝0則反之。

圖1 三相電壓型PWM整流器結構圖Fig.1 Topology structure of three phase voltage PWM rectifier

三相靜止對稱坐標系a－b－c下的系統(tǒng)變量變換到與電網基波頻率同步旋轉的d－q坐標系下。選取d軸與電網電動勢矢量重合，q軸超前d軸90°。d軸表示有功分量參考軸，q軸表示無功分量參考軸。則其變換矩陣Cabc－dq為

式中：ω為電網角頻率。

同樣的，如果同步旋轉的d－q坐標系下的系統(tǒng)變量變換到與兩相靜止坐標系α－β下，存在變換矩陣Cdq－αβ。

式（1）通過Cabc－dq變換，可得在d－q 坐標系下的三相電壓型PWM整流器的數(shù)學模型為

式中：ed，eq，vd，vq，id，iq分別為電源電壓矢量、整流器交流側電壓矢量和電流矢量在d－q坐標系下的值。

d－q坐標系下建模利于實現(xiàn)對整流器網側有功無功分量的控制。

2.2 PWM整流器雙閉環(huán)直接電流控制

在三相電壓型PWM整流器控制系統(tǒng)的設計中，直接電流控制具有快速電流反饋控制的優(yōu)點，且控制結構簡單，控制性能優(yōu)良成為目前實用化的方案［3］。本文采用電壓外環(huán)和電流內環(huán)的雙閉環(huán)控制結構。電壓外環(huán)主要是穩(wěn)定母線電壓的預設值，而電流內環(huán)則有功率因數(shù)調節(jié)和諧波抑制的控制效果。

從式（3）可以看到，整流器的d，q軸變量相互耦合，不利于控制器設計，為此可采用前饋解耦控制策略［3－4］。電流環(huán)采用PI控制器時，則vd，vq的控制方程如下：

式中：KiP，KiI為電流環(huán)比例增益和積分增益，分別為id，iq電流指令信號。

式（4）實現(xiàn)了電流環(huán)的解耦控制，在此基礎上增加電壓外環(huán)構成雙閉環(huán)直接電流控制器。具體如圖2所示。

圖2 三相電壓型PWM整流器雙閉環(huán)直接電流控制結構圖Fig.2 Dual closed－loop direct current control block of three phase voltage PWM rectifier

要實現(xiàn)對PWM整流器的控制，首先需采樣網側電壓和網側電流，即三相靜止坐標系a－b－c下的ea，eb，ec和ia，ib，ic，再經過Cabc－dq變換，得到dq坐標系下的ed，eq和id，iq。在d－q 坐標系下按照式（5）對id，iq進行解耦控制，電壓環(huán)PI調節(jié)器產生期望的有功電流，其大小決定有功功率的大小，符號決定功率的流向［5］。通過改變無功分量的指標就可以改變功率因數(shù)，要實現(xiàn)單位功率因數(shù)，則令＝0?？刂破魃傻膙d，vq信號，經過Cdq－αβ變換，由vα，vβ經過SVPWM 模塊生成PWM整流橋的6個開關管的開關信號，從而實現(xiàn)對PWM整流器的控制。

3 PWM整流器仿真

利用Matlab軟件Simulink仿真工具建立電壓型PWM整流器離散系統(tǒng)仿真模型，對設計的控制器進行驗證仿真。圖3為三相電壓型PWM整流器主電路和雙閉環(huán)控制器仿真模型框圖。

圖3 整流器仿真模型Fig.3 Simulation model of rectifier

主電路模型中的Launch RES模塊為啟動電阻［6］，串聯(lián)于直流母線上，因為在突加交流電源時，大容量濾波電容C相當于短路，會產生很大的充電電流，容易損壞整流橋。主電路測量的變量有三相電壓Vabc，電流Iabc，直流母線電壓Udc，測得的信號通過連接塊送至控制器，控制器模型完成雙閉環(huán)算法并產生PWM信號控制主電路的整流橋。

主電路參數(shù)設置為：三相電源輸入相電壓峰值346V，輸入電感5mH，直流母線電容550μF；控制電路參數(shù)設置為：開關頻率10kHz，電流環(huán)PI參數(shù)設置比例增益系數(shù)為4，積分增益系數(shù)為0.5，電壓環(huán)PI參數(shù)設置比例增益系數(shù)為0.1，積分增益系數(shù)為20。

母線上電阻負載投切實驗，電壓設定為700 V，初始為94Ω，0.2s時負載切換為47Ω，即輸出功率由5.2kW切換至10.4kW。通過仿真實驗觀測穩(wěn)態(tài)時電流電壓波形相位關系，負載切換時相電流與直流母線電壓的動態(tài)調節(jié)過程以及對相電流進行FFT分析。仿真波形見圖4～圖6。

圖4 A相網側電壓電流波形Fig.4 Voltage and current of waveforms A－phase on grid side

圖5 直流母線電壓波形Fig.5 Voltage curve of DC bus

圖6 A相網側電流諧波Fig.6 Current harmonic spectrum of A－phase on grid side

由仿真波形結果可見，PWM整流器實現(xiàn)網側輸入電流正弦化。對A相電流進行FFT分析可見，主要諧波成分集中在開關頻率10kHz及其整數(shù)倍附近，最大諧波在10kHz處，其幅值約為基波（50Hz）的1.5% 。FFT分析結果，整流器網側電流具有較低的THD（2.38%），達到提高功率因數(shù)和改善電網質量的效果。

4 PWM整流器系統(tǒng)設計

PWM整流器系統(tǒng)包括主電路、控制電路和DSP軟件3大部分。整流器主電路中，功率開關器件選用IPM整流橋模塊，交流電源經三相電感送到整流器的三相橋臂，輸出直流電壓。DSP和CPLD構成控制電路的核心，電壓、電流傳感器測量所需電壓、電流信號，經信號調理電路和比較電路分別送入DSP和CPLD，DSP主要完成算法運算，CPLD進行同臂互鎖，過流過壓保護信號的綜合，外圍接口控制等處理。

4.1 主電路設計

整流橋采用富士公司的7MBP75RA120型智能IPM模塊，額定電流75A，耐壓值1200V，最大開關頻率為20kHz，內置有短路保護，欠壓保護、過流保護和過熱保護，其中過流保護和過熱保護信號通過其報警信號引腳輸出。由于IPM模塊對驅動電壓和信號干擾要求嚴格，設計中采用高共模抑制比的高速光耦HCPL－4504實現(xiàn)對IPM模塊的隔離驅動。

三相電壓和直流母線電壓檢測霍耳傳感器分別采用的是CHV－25P宇波模塊和CHV－50P宇波模塊，三相電流檢測傳感器采用的是CHB－100P宇波模塊。

4.2 控制電路設計

控制電路主要由DSP控制芯片、CPLD可編程邏輯器件和信號調理電路3部分組成，其硬件框圖如圖7所示。DSP控制芯片采用TI公司TMS320F2812，最高運行速度可達150MI／s，片上資源豐富，具有16通道的12位A／D轉換器，12通道的PWM信號輸出，6通道的CAP捕獲輸入以及SCI，SPI等模塊。TMS320F2812運用于電機控制或電能轉換領域游刃有余。CPLD芯片采用Alter公司的EPM7128A，通過軟件編程即可實現(xiàn)硬件數(shù)字電路功能，可以方便地實現(xiàn)各種邏輯運算。

圖7 PWM整流器控制系統(tǒng)硬件框圖Fig.7 Hardware frame of PWM rectifier control system

DSP的主要功能有：電網電壓矢量相角計算；網側電壓電流信號AD采樣；執(zhí)行雙閉環(huán)直接電流控制算法，生成PWM控制信號；PDP中斷實現(xiàn)異常狀態(tài)保護處理。DSP通過地址總線AB和數(shù)據(jù)總線DB與CPLD連接，實現(xiàn)與按鍵和繼電器等的交互。為方便調試，DSP還外擴0.5M的RAM。

CPLD的主要功能有：異常情況時封鎖IPM驅動信號；濾除過壓過流報警信號尖峰，再與IPM報警信號綜合，并將生成的保護信號送往DSP的PDP中斷保護引腳，同時將報警的具體信息通過數(shù)據(jù)總線DB送往DSP；繼電器和按鍵等外圍接口通過CPLD實現(xiàn)與DSP的交互。

信號調理電路由集成運放及其他電子器件構成，對控制板上的小信號進行處理，主要完成對A／D轉換器輸入信號的調理，過流過壓檢測以及電網電壓相位檢測等功能。

4.3 DSP軟件設計

DSP軟件分為2部分：主程序和中斷程序。其中主程序主要完成系統(tǒng)上電后的初始化工作，包括對定時器，ADC模塊，PWM模塊等的寄存器進行初始化功能設置。完成初始化之后，系統(tǒng)進入等待狀態(tài)，等待各種中斷的產生。

中斷程序主要有4個，T1定時器中斷，完成主要控制算法；CAP捕獲中斷，獲取電壓矢量相角；PDP中斷，對各種報警信息進行異常處理；XINT中斷，對按鍵信息進行處理。

其中T1定時器中斷執(zhí)行雙閉環(huán)直接電流控制算法，其中斷頻率為10kHz，與開關管開關頻率一致。主要完成信號的采樣校正、坐標變換、PI調節(jié)、PWM輸出等功能，軟件控制流程如圖8所示。

圖8 軟件控制流程圖Fig.8 Software control flowchart

5 實驗分析

依據(jù)前述分析及設計方案，構建PWM整流器實驗平臺，其主要參數(shù)為：交流側電感5mH，直流母線上電容550μF／1800V，直流母線上啟動電阻為25Ω／200W，負載電阻可由94Ω切換為47Ω。電流環(huán)PI參數(shù)設置比例增益系數(shù)為15，積分增益系數(shù)為15，滿足內環(huán)的快速調節(jié)；電壓環(huán)PI參數(shù)設置比例增益系數(shù)為0.3，積分增益系數(shù)為6。

實驗測得三相進線的相電壓峰值為346V?？刂破髟O置電壓為700V，即負載為47Ω時的最大輸出功率為10kW。圖9為5kW穩(wěn)態(tài)運行時A相電壓電流波形；圖10為負載電阻由94Ω切換到47Ω時母線電壓和A相電流波形。

圖9 穩(wěn)態(tài)時A相電壓電流波形Fig.9 Voltage and current waveforms of A－phase in steady state

圖10 負載變化時A相電流和直流母線電壓波形Fig.10 Voltage of DC bus and current waveforms of A－phase with variation in load

實驗結果驗證了前面所述理論與仿真的可行性，表明PWM整流器可實現(xiàn)網側輸入電流正弦化并且與電網電壓同相位，實現(xiàn)單位功率因數(shù)運行，減少對電網污染，提高電網質量。

6 結論

本文研究三相電壓型PWM整流器，并通過Matlab軟件的Simulink工具箱建立整流器的主電路和控制器的系統(tǒng)模型，對PWM整流器仿真驗證。在此基礎上，以控制芯片TMS320F2812和IPM模塊7MBP75RA120為核心，設計了三相PWM整流器的硬件電路和軟件程序，實現(xiàn)對整流器的控制和保護功能。實驗結果表明PWM整流器雙閉環(huán)直接電流控制策略和軟硬件設計的有效性，該整流器系統(tǒng)具有較高的實用價值，為以后整流器系統(tǒng)的進一步完善打下了良好的基礎。

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