王 爽，樓喜中，彭 挺，周 偉，金 寧

（中國(guó)計(jì)量學(xué)院 信息工程學(xué)院，浙江 杭州 310018）

隨著寬帶技術(shù)的應(yīng)用，使得運(yùn)營(yíng)商向用戶提供大量數(shù)據(jù)的傳輸業(yè)務(wù)成為可能.3G之后的技術(shù)演進(jìn)，大多圍繞著如何應(yīng)用各種多天線分集和復(fù)用技術(shù)來提高無線資源的利用率進(jìn)行.

長(zhǎng)期演進(jìn)計(jì)劃（LTE）是3GPP于2004年底啟動(dòng)的下一代移動(dòng)寬帶網(wǎng)絡(luò)標(biāo)準(zhǔn).LTE的兩大核心技術(shù)，即正交頻分復(fù)用（OFDM）技術(shù)［1］和多輸入多輸出（MIMO）技術(shù)［2］中，為了更高效的利用時(shí)頻資源，都需要對(duì)信道狀態(tài)信息進(jìn)行較為準(zhǔn)確的估計(jì).信道估計(jì)一直是移動(dòng)通信技術(shù)研究的熱點(diǎn).

信道估計(jì)按照參考信號(hào)的形式可分為盲信道估計(jì)、半盲信道估計(jì)和基于參考信號(hào)［3］的信道估計(jì).由于基于參考信號(hào)的信道估計(jì)能夠?qū)π诺罓顟B(tài)進(jìn)行更準(zhǔn)確的估計(jì)，因此現(xiàn)有通信系統(tǒng)中多應(yīng)用基于已知參考信號(hào)的信道估計(jì)方法［4-6］.

基于參考信號(hào)的信道估計(jì)方法雖然具有準(zhǔn)確度高的優(yōu)點(diǎn)，但卻帶來了大量的時(shí)頻資源浪費(fèi)，即系統(tǒng)不得不讓出部分時(shí)頻資源來傳輸參考信號(hào).典型的參考信號(hào)設(shè)計(jì)方案有：塊狀參考信號(hào)、梳狀參考信號(hào)和離散分布參考信號(hào)［7-8］.

本文在LTE協(xié)議的框架之下設(shè)計(jì)了一種更高效、更經(jīng)濟(jì)的參考信號(hào)方案，并進(jìn)行了仿真比較，給出了誤碼率性能.文中第一節(jié)介紹了OFDM系統(tǒng)中典型的參考信號(hào)設(shè)計(jì)方案，并介紹了LTE協(xié)議規(guī)定的參考信號(hào)結(jié)構(gòu)，第二節(jié)介紹LTE下行鏈路設(shè)計(jì)及相關(guān)關(guān)鍵技術(shù)，第三節(jié)介紹筆者設(shè)計(jì)的高傳輸率參考信號(hào)方案和相應(yīng)鏈路的調(diào)整，第四節(jié)給出相關(guān)的仿真結(jié)果及分析，第五節(jié)總結(jié)全文，提出結(jié)論.

1 傳統(tǒng)參考信號(hào)設(shè)計(jì)方案

在無需知道訓(xùn)練序列或參考信號(hào)的情況下，靠先驗(yàn)約束條件得到信道估計(jì)值的方法就是盲信道估計(jì).而在傳輸?shù)男畔⒎?hào)中，按照一定的規(guī)律插入發(fā)送端和接收端都已知的參考信號(hào)（即導(dǎo)頻），在接收端，根據(jù)其位置的信道響應(yīng)估計(jì)其它位置的信道響應(yīng)的方法，就是基于參考信號(hào)的信道估計(jì).基于參考信號(hào)的信道估計(jì)的估計(jì)準(zhǔn)確度一方面取決于估計(jì)準(zhǔn)則，另一方面取決于參考信號(hào)的分布.因此，對(duì)于參考信號(hào)分布結(jié)構(gòu)的設(shè)計(jì)，一直是信道估計(jì)技術(shù)的一個(gè)重要研究方向.

1.1 OFDM參考信號(hào)設(shè)計(jì)

OFDM系統(tǒng)的參考信號(hào)通?？筛鶕?jù)分布形式的不同分為三類，即梳狀參考信號(hào)、塊狀參考信號(hào)和分布式參考信號(hào).梳狀參考信號(hào)均勻分布于每個(gè)OFDM符號(hào)中，它的重傳率較高，對(duì)抗快衰落的能力較強(qiáng)，但對(duì)于頻率選擇性衰落比較敏感［7］.塊狀參考信號(hào)分布于個(gè)別OFDM符號(hào)的所有子載波上，所以對(duì)頻率選擇性衰落不敏感，但在相鄰兩個(gè)含參考信號(hào)的OFDM符號(hào)之間，信道變化應(yīng)該相對(duì)平坦.兩種參考信號(hào)分布形式如圖1所示.

圖1 梳狀與塊狀參考信號(hào)分布示意圖Figure 1 Diagram of the comb and block reference signal distribution

從圖中可以看出，以上兩種參考信號(hào)分布形式中，參考信號(hào)所占無線傳輸資源的比例為25%，資源浪費(fèi)非常嚴(yán)重.當(dāng)然，實(shí)際通信過程中，信道并非單純的快衰落信道或頻率選擇性衰落信道，而是兩種性能同時(shí)存在.

為了進(jìn)一步減少資源的浪費(fèi)，人們又設(shè)計(jì)出了分布式參考信號(hào).LTE的參考信號(hào)方案就屬于此類.分布式參考信號(hào)的密度是根據(jù)信道的統(tǒng)計(jì)參量，在盡量減少參考信號(hào)數(shù)量的原則下折衷設(shè)計(jì)的，旨在能夠在最小的性能損失下達(dá)到最大的資源利用率.

1.2 LTE參考信號(hào)設(shè)計(jì)方案

LTE射頻指標(biāo)中規(guī)定，LTE應(yīng)能夠支持1.4MHz，3MHz，5MHz，10MHz，15MHz，20MHz等多種帶寬.這意味著LTE的幀結(jié)構(gòu)，應(yīng)便于系統(tǒng)在做最少的改變的前提下，適應(yīng)不同的發(fā)送帶寬.LTE的幀結(jié)構(gòu)以RB為單位［8］，RB實(shí)際上是一個(gè)時(shí)頻資源塊，時(shí)域資源為一個(gè)時(shí)隙（0.5ms），頻域資源為12個(gè)子載波（15×12＝180kHz）.所以在成幀過程中，時(shí)域總是20個(gè)時(shí)隙（10ms）的資源，而頻域則可以根據(jù)發(fā)送帶寬來給定不同的RB數(shù)目.

LTE在3GPP TS 36.211協(xié)議［8］中設(shè)計(jì)的參考信號(hào)分布形式可簡(jiǎn)化成圖2.圖中給出了兩個(gè)相鄰RB的參考信號(hào)位置.

圖2 LTE參考信號(hào)分布結(jié)構(gòu)Figure 2 Distribution structure of LTE reference signal

多天線發(fā)射過程中，在某一發(fā)射天線發(fā)送參考信號(hào)的時(shí)頻資源位置，其余天線不能發(fā)送任何信息.所以從圖中可見，當(dāng)采用的發(fā)射天線數(shù)目越多時(shí)，參考信號(hào)所占用的資源就越多，這個(gè)比例在單天線、正常循環(huán)前綴（CP）情況下為4.76%，兩天線時(shí)為9.52%，四天線時(shí)為14.29%.當(dāng)天線數(shù)繼續(xù)增加時(shí)，參考信號(hào)的比例也隨之繼續(xù)增大.

2 LTE下行鏈路設(shè)計(jì)及關(guān)鍵技術(shù)

2.1 LTE下行鏈路設(shè)計(jì)

本文利用簡(jiǎn)化的LTE下行基帶鏈路，在MATLAB環(huán)境下對(duì)上述設(shè)計(jì)方案進(jìn)行仿真.傳統(tǒng)的鏈路如圖3所示.在發(fā)送端，鏈路以隨機(jī)0－1比特流作為信源，并且按照LTE中規(guī)定的Turbo碼內(nèi)交織器長(zhǎng)度分割成塊，添加循環(huán)校驗(yàn)（CRC）.為了方便性能的對(duì)比，仿真中一律限制碼長(zhǎng)為1024.將添加好CRC的比特流逐塊送入Turbo編碼器.編碼后的比特經(jīng)過子塊交織和級(jí)聯(lián)，進(jìn)入調(diào)制器.

圖3 LTE下行基帶鏈路流程圖Figure 3 Baseband link of LTE downlink

調(diào)制是將數(shù)據(jù)比特調(diào)制為復(fù)數(shù)符號(hào)的過程，LTE下行物理信道共支持4種調(diào)制方式［8］：雙相移相鍵控（BPSK）、四相移相鍵控（QPSK）、16符號(hào)正交幅度調(diào)制（16QAM）、64符號(hào)正交幅度調(diào)制（64QAM）.QPSK調(diào)制方式是LTE協(xié)議所規(guī)定使用的4種調(diào)制方式中應(yīng)用最廣泛的一種，幾乎可以應(yīng)用于所有的物理信道（除物理混合重傳指示信道（PHICH）規(guī)定使用BPSK調(diào)制外）.QPSK是單純的相位調(diào)制，每個(gè)符號(hào)調(diào)制兩位數(shù)據(jù)比特.此外，LTE還支持同一幀中應(yīng)用不同的調(diào)制方式.本文仿真過程中采用QPSK調(diào)制方式.

數(shù)據(jù)符號(hào)調(diào)制好后，進(jìn)行空頻編碼（SFBC）.空頻編碼的目的是為了在接收端通過合并獲得發(fā)射分集增益.經(jīng)過空頻編碼之后，原有的數(shù)據(jù)符號(hào)流會(huì)根據(jù)天線端口數(shù)量的不同分成若干個(gè)支流.

空頻編碼之后的支流將分別進(jìn)入映射器.鏈路在發(fā)射端和接收端都擁有相同的參考信號(hào)，發(fā)射端在將信息符號(hào)映射到幀中的同時(shí)，將參考信號(hào)也映射到幀中的相應(yīng)位置.在不止一根發(fā)射天線時(shí)，不同天線的參考信號(hào)映射的位置不同，且其它天線映射參考信號(hào)的位置，當(dāng)前天線不可以映射任何符號(hào)（必須置0）.映射好的數(shù)據(jù)幀經(jīng)OFDM調(diào)制，再添加CP后就送入信道.

LTE的信道模型主要有三種場(chǎng)景，分別是擴(kuò)展徒步模型（EPA），擴(kuò)展車載模型（EVA）和典型城市模型（ETU）.［9］本文絕大多數(shù)仿真的信道環(huán)境是ETU信道，其顯著特點(diǎn)是時(shí)延大、頻率選擇性強(qiáng).

在接收端信道估計(jì)器利用同樣的參考信號(hào)符號(hào)，和從信道中獲取的含有干擾的參考信號(hào)符號(hào)，通過相應(yīng)的信道估計(jì)算法進(jìn)行信道估計(jì).再通過插值估計(jì)出非參考信號(hào)位置的信道響應(yīng).最后用估計(jì)出的信道響應(yīng)補(bǔ)償接收信號(hào).

除信道估計(jì)外，接收端的其他操作都是對(duì)應(yīng)的發(fā)送端模塊的逆過程.信道譯碼采用最大后驗(yàn)概率（Log－MAP）算法.

2.2 信道估計(jì)方法實(shí)現(xiàn)

基于參考信號(hào)的信道估計(jì)就是利用參考信號(hào)位置接收到的信號(hào)和已知的參考信號(hào)，通過一些算法，估計(jì)出信道響應(yīng)，再利用參考信號(hào)位置的信道響應(yīng)估計(jì)出非參考信號(hào)位置的信道響應(yīng)，一般采用插值的方法.

通常，發(fā)射信號(hào)在信道中受到兩種類型的干擾，一種是乘性干擾，即信道響應(yīng)，也叫做衰落，另一種是加性干擾，通常指白噪聲.故接收信號(hào)可以用公式（1）表示.信道估計(jì)的目的是估計(jì)出信道響應(yīng)h.

目前最常用的信道估計(jì)準(zhǔn)則有兩種，最小平方（LS）準(zhǔn)則和最小均方誤差（MMSE）準(zhǔn)則.其計(jì)算公式分別如式（2）和式（3）所示.［10］MMSE 算法需要用到LS算法的結(jié)果，并根據(jù)信道響應(yīng)之間的相關(guān)性對(duì)LS準(zhǔn)則估計(jì)的結(jié)果進(jìn)行修正，從而提高估計(jì)算法的抗噪能力.本次仿真應(yīng)用的就是MMSE估計(jì)準(zhǔn)則.

2.3 發(fā)射分集

LTE標(biāo)準(zhǔn)中采用空頻編碼（SFBC）作為兩天線端口的發(fā)射分集方案，四天線端口的發(fā)射分集則采用空頻塊碼－頻率切換發(fā)送分集（SFBC＋FSTD）.

Alamouti于1998年提出了兩發(fā)送天線的空時(shí)編碼（STBC）方案［11］.LTE所采用的SFBC的碼組結(jié)構(gòu)與STBC完全一致，不同點(diǎn)僅在于STBC針對(duì)的是空間（天線之間）和時(shí)間（不同采樣時(shí)間）進(jìn)行編碼，SFBC則是針對(duì)空間和頻率（子載波）.兩天線的SFBC發(fā)射機(jī)結(jié)構(gòu)如圖4所示，編碼方式見表1.

圖4 兩天線空頻編碼發(fā)射機(jī)結(jié)構(gòu)Figure 4 Structure of two antennas SFBC for wireless transmitter

表1 兩天線端口的空頻編碼Table 1 SFBC of two antennas system

在接收端，系統(tǒng)通過合并獲取分集增益.合并前STBC假設(shè)相鄰的兩段采樣時(shí)間內(nèi)，信道響應(yīng)一致，至少其變化可以被忽略；而SFBC則假設(shè)OFDM系統(tǒng)中相鄰的兩個(gè)子載波擁有信道響應(yīng)的一致性.除極度惡劣的環(huán)境外，絕大多數(shù)無線信道環(huán)境滿足以上假設(shè)，至少信道響應(yīng)的差異可被忽略.故根據(jù)以上信道響應(yīng)一致性的假設(shè)，接收端對(duì)應(yīng)于一個(gè)空頻碼字的接收信號(hào)可以用公式（4）表示.

合并規(guī)則如公式（5）所示.

四天線SFBC＋FSTD編碼如表2所示.其合并規(guī)則與兩天線SFBC基本相同.

表2 四天線端口的空頻塊碼－頻率切換發(fā)送分集Table 2 SFBC＋FSTD of four antennas system

2.4 Turbo譯碼算法實(shí)現(xiàn)

本文仿真過程中，Turbo譯碼采用對(duì)數(shù)最大后驗(yàn)概率（Log－MAP）算法，復(fù)雜度較最大后驗(yàn)概率（MAP）算法低.Log－MAP算法是 MAP算法的對(duì)數(shù)域?qū)崿F(xiàn)，其基本思想是將MAP算法中的變量都轉(zhuǎn)換為對(duì)數(shù)形式，從而將原有的乘法運(yùn)算轉(zhuǎn)化為加法運(yùn)算.算法描述如下：

首先定義相關(guān)變量的對(duì)數(shù)域量，見公式（6）.

利用雅克比（Jacobian）對(duì)數(shù)等式得出以下重要公式.在實(shí)際運(yùn)行中，不需要去計(jì)算每個(gè)x的值，而是采用查表的方法，這也是Log－MAP算法減少計(jì)算量的一個(gè)關(guān)鍵步驟，見公式（7）.

由此，對(duì)數(shù)域變量的迭代計(jì)算如公式（8）所述.

分支度量（branch metrics）的計(jì)算如公式（9）所述.

譯碼后的對(duì)數(shù)似然比由公式（10）得到：

3 高傳輸率參考信號(hào)設(shè)計(jì)

3.1 高傳輸率參考信號(hào)設(shè)計(jì)方案

我們知道，在實(shí)際的無線通信場(chǎng)景中，需要提供大量數(shù)據(jù)下載業(yè)務(wù)的場(chǎng)景通常是人口稠密的市區(qū)環(huán)境，而且市中心和絕大多數(shù)室內(nèi)環(huán)境中，終端的移動(dòng)速度一般較慢，很多甚至是靜止的.這些場(chǎng)景的典型特點(diǎn)是多徑數(shù)量大而時(shí)間變化不明顯，通常是信噪比較大的良好信道.

此外，參考信號(hào)以離散的形式分布于整個(gè)數(shù)據(jù)幀中，在其中少數(shù)的參考信號(hào)出錯(cuò)（即發(fā)送端與接收端所給出的參考信號(hào)不一致）對(duì)于實(shí)際信道估計(jì)的結(jié)果影響是不太大的.這就為設(shè)計(jì)有意義的參考信號(hào)提供了可能.

所謂有意義的參考信號(hào)，是指參考信號(hào)中包含一定的信息，即參考信號(hào)也是信息符號(hào)，只不過這部分信息符號(hào)還用于信道估計(jì).本文將一部分信道編碼后的系統(tǒng)比特調(diào)制為參考符號(hào)，這樣做的優(yōu)點(diǎn)在于，通過信道譯碼的糾錯(cuò)，參考符號(hào)的錯(cuò)誤概率會(huì)有一定程度的降低，進(jìn)而使信道估計(jì)的結(jié)果更加準(zhǔn)確.

相對(duì)于有意義參考信號(hào)，本文還用到無意義參考信號(hào)的概念.無意義參考信號(hào)的含義是參考信號(hào)中不包含要傳輸?shù)男畔?，即只用于信道估?jì)，且發(fā)送端和接收端都已知的參考信號(hào).LTE協(xié)議中規(guī)定的參考信號(hào)，都屬于本文定義的無意義參考信號(hào)范疇.

基于以上兩種參考信號(hào)的定義，一種高傳輸率參考信號(hào)設(shè)計(jì)方案如圖5所示.圖中表現(xiàn)的是在兩天線和普通CP長(zhǎng)度的情況下，一幀中相鄰的12個(gè)子載波的參考信號(hào)分布結(jié)構(gòu).其中用不同方向的斜線表示不同天線的參考信號(hào)位置，用灰度表示無意義參考信號(hào)的映射位置，其余為信息符號(hào)的映射位置.由LTE的幀形成過程可知，完整的幀結(jié)構(gòu)是系統(tǒng)根據(jù)帶寬需要，對(duì)于圖5中所示時(shí)頻資源塊的簡(jiǎn)單復(fù)制拼接而成的.

按照?qǐng)D5中的方案映射參考信號(hào)后，只有時(shí)隙10中的第一個(gè)OFDM符號(hào)中的參考信號(hào)是無意義參考信號(hào)，也就是說，無意義參考信號(hào)的比例只有原有設(shè)計(jì)的1／40，即整個(gè)幀中可用時(shí)頻資源的0.238%.顯而易見，此方案節(jié)省了大量的資源，與原設(shè)計(jì)中兩天線的參考信號(hào)比例9.52%相比，減少了97.5%.

在四天線方案中，發(fā)射分集需要兩個(gè)OFDM符號(hào)攜帶無意義的參考信號(hào)，形式則與兩天線時(shí)基本相同，故其占用可用時(shí)頻資源的比例為0.476%，仍不足0.5%.較之原有設(shè)計(jì)中14.29%的參考信號(hào)比例，減少了96.7%.

圖5 高傳輸率參考信號(hào)分布結(jié)構(gòu)Figure 5 Distribution structure of the high transfer rate reference signal

3.2 仿真鏈路的修改

為了適應(yīng)新的參考信號(hào)結(jié)構(gòu)，有必要對(duì)仿真鏈路進(jìn)行修改.修改后的仿真鏈路流程，如圖6.編碼比特流經(jīng)過調(diào)制和空頻編碼后進(jìn)入映射器.映射器先在圖5中用灰度標(biāo)出的位置插入極少量的無意義參考信號(hào)，然后從調(diào)制后的符號(hào)中，取出部分系統(tǒng)信息，將其映射到新設(shè)計(jì)的有意義參考信號(hào)符號(hào)位置，最后將其余符號(hào)映射到非參考信號(hào)符號(hào)位置.這里的系統(tǒng)信息是指由系統(tǒng)比特調(diào)制成的符號(hào)，因?yàn)橄到y(tǒng)比特和校驗(yàn)比特在包含的信息上是無差別的，只有系統(tǒng)比特在Turbo譯碼之后才會(huì)被保留下來，這樣才能夠在譯碼之后重新找回這些符號(hào).

圖6 無額外參考信號(hào)的仿真鏈路圖Figure 6 Diagram of no additional reference signal simulation link

而在接收端，接收信號(hào)先經(jīng)過初始信道估計(jì)，發(fā)射分集合并，解映射，解調(diào)和信道譯碼.其中，初始信道估計(jì)時(shí)應(yīng)用發(fā)射端插入的極少量的無意義參考信號(hào).譯碼結(jié)束后，系統(tǒng)將映射在參考信號(hào)位置的數(shù)據(jù)比特抽取出來，再次進(jìn)行調(diào)制.調(diào)制好的符號(hào)和原有的無意義參考信號(hào)一起作為參考信號(hào)，用于信道估計(jì).當(dāng)然，這些參考信號(hào)符號(hào)包含一定錯(cuò)誤，錯(cuò)誤符號(hào)的多少取決于首次譯碼的正確率.當(dāng)信噪比處于較低水平時(shí)，參考信號(hào)符號(hào)的錯(cuò)誤概率較高，進(jìn)行信道估計(jì)的結(jié)果與不進(jìn)行信道估計(jì)基本相當(dāng).但當(dāng)參考信號(hào)符號(hào)中錯(cuò)誤符號(hào)的概率小到一定程度時(shí)，經(jīng)過信道估計(jì)和再次譯碼，系統(tǒng)誤碼率將迅速下降.

4 仿真結(jié)果

仿真實(shí)驗(yàn)相關(guān)參數(shù)，如表3.該仿真參數(shù)基本參照LTE協(xié)議3GPP TS 36.211［8］和36.212［12］選取.

表3 仿真參數(shù)Table 3 Simulation parameters

圖7到圖10是本文所設(shè)計(jì)的參考信號(hào)方案在兩發(fā)一收天線設(shè)置下的仿真結(jié)果.

圖7 基于不同多普勒頻移的比較Figure 7 Comparison based on the different doppler frequency shifts

圖7是高傳輸率參考信號(hào)結(jié)構(gòu)下，LTE下行鏈路系統(tǒng)性能基于不同多普勒頻移的比較.信道多徑衰落設(shè)置為ETU信道，其參數(shù)在第二節(jié)中已經(jīng)給出.信道編碼的碼率為1／3，同一次譯碼的最大迭代次數(shù)為5次，首次譯碼后進(jìn)行一次信道估計(jì).從圖7中可以看出，本文提出的參考信號(hào)設(shè)計(jì)方案在多普勒頻移越小的情況下性能越好.多普勒頻移在20Hz以下時(shí)，比特誤碼率（BER）在信噪比為4左右時(shí)就會(huì)迅速收斂，但當(dāng)多普勒頻移在20～30Hz之間時(shí)，雖然誤碼率仍然會(huì)隨著信噪比的升高而收斂，但性能下降速度迅速增加.當(dāng)多普勒頻移在50Hz左右時(shí)，誤碼率曲線甚至不再收斂.

圖8給出的是本文所設(shè)計(jì)的參考信號(hào)結(jié)構(gòu)在不同的多徑衰落參數(shù)下的性能比較.作為對(duì)比的三組多徑衰落信道參數(shù)均參考3GPP協(xié)議TS36.104 V9.4.0［7］.

圖8 基于不同多徑衰落的比較Figure 8 Comparison based on the different multi－path fadings

從結(jié)果曲線可以看出，在其它條件相同的情況下，系統(tǒng)在EPA信道中的性能比其它兩種信道差一些，但隨著誤碼率曲線的收斂，差距逐步縮小，在誤碼率達(dá)到10－4以下時(shí)，差距不足1dB.而ETU與EVA兩種信道中，EVA信道下的系統(tǒng)性能要略好，但差距很小.

圖9 基于不同信道估計(jì)迭代次數(shù)的比較Figure 9 Comparison based on the different numbers of channel estimation iteration

圖9給出的是本文所設(shè)計(jì)的參考信號(hào)結(jié)構(gòu)在不同的信道估計(jì)迭代次數(shù)下的性能比較.信道估計(jì)迭代次數(shù)是指首次譯碼之后的信道估計(jì)次數(shù)，即在首次譯碼之前，系統(tǒng)憑借少量的無意義導(dǎo)頻獲取粗略的信道響應(yīng)不計(jì)入信道估計(jì)次數(shù).圖9中可以看出，當(dāng)進(jìn)行迭代信道估計(jì)后，誤碼率曲線的收斂速度比不進(jìn)行迭代信道估計(jì)有所提高.但在進(jìn)行多次迭代信道估計(jì)時(shí)，其性能較一次迭代的提高很小，幾乎可以忽略.

圖10 基于不同信道編碼碼率的比較Figure 10 Comparison based on the different channel coding rates

圖10給出的是本文所設(shè)計(jì)的參考信號(hào)結(jié)構(gòu)在不同信道編碼碼率下的性能比較.圖中畫出了三種信道編碼碼率下的性能曲線，每種碼率中實(shí)線表示本文所設(shè)計(jì)的參考信號(hào)結(jié)構(gòu)，一次迭代信道估計(jì)下的性能；虛線表示的是同樣情況下，LTE參考信號(hào)結(jié)構(gòu)下的性能.從圖10中可以看出隨著碼率的升高，無論是LTE參考信號(hào)結(jié)構(gòu)還是本文設(shè)計(jì)的參考信號(hào)結(jié)構(gòu)，系統(tǒng)的性能都會(huì)下降.相同碼率的情況下，本文所設(shè)計(jì)的參考信號(hào)結(jié)構(gòu)獲得的性能略優(yōu)，且優(yōu)勢(shì)隨著碼率的升高而越來越明顯.

圖11給出的是4T1R情況下的性能比較.從圖11中可以看出，與兩天線相似的，本文所設(shè)計(jì)的參考信號(hào)結(jié)構(gòu)在一次迭代信道估計(jì)下的性能，與同樣情況下LTE參考信號(hào)結(jié)構(gòu)下的性能基本一致.

圖11 4發(fā)1收時(shí)的性能比較Figure 11 Performance comparison for 4T1Rsystem

5 結(jié) 語

本文提出一種在不影響系統(tǒng)總體誤碼率性能的情況下，減少無意義參考信號(hào)插入的參考信號(hào)結(jié)構(gòu)，從而使得系統(tǒng)整體傳輸效率得到提高.兩天線發(fā)射分集條件下，本文提出的參考信號(hào)結(jié)構(gòu)所插入無意義參考信號(hào)的數(shù)量比LTE原有方案減少97.5%，只占整個(gè)數(shù)據(jù)幀中可用時(shí)頻資源的0.238%，并且通過迭代信道估計(jì)和再次譯碼，誤碼率性能略優(yōu)于原方案.四天線時(shí)，本文提出的參考信號(hào)結(jié)構(gòu)所插入無意義參考信號(hào)的數(shù)量比LTE原有方案減少96.7%，性能上也比原結(jié)構(gòu)稍有提高.

本文所設(shè)計(jì)的參考信號(hào)結(jié)構(gòu)在對(duì)抗多普勒頻移方面能力不強(qiáng)，只能應(yīng)用于多普勒頻移在30 Hz以下的低速運(yùn)動(dòng)或相對(duì)靜止?fàn)顟B(tài).此方面有待于進(jìn)一步的研究和提高.

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