楊東升 阮新波 李 艷 劉福鑫

（南京航空航天大學(xué)航空電源重點實驗室 南京 210016）

1 引言

隨著化石能源的大規(guī)模開采和利用，世界的能源形勢日益緊張，同時化石燃料燃燒時產(chǎn)生大量的廢氣，造成了嚴重的環(huán)境污染。由于可再生能源具有清潔無污染、資源儲量豐富、可循環(huán)利用等優(yōu)點，利用可再生能源發(fā)電是解決能源危機和環(huán)境污染問題的重要途徑。目前應(yīng)用較多的可再生能源發(fā)電形式有光伏發(fā)電、風(fēng)力發(fā)電、水力發(fā)電、地?zé)岚l(fā)電等等，但由于受氣候條件限制較大，其電力供應(yīng)不穩(wěn)定、不連續(xù)，因此需要將多種新能源發(fā)電形式結(jié)合起來組成新能源聯(lián)合供電系統(tǒng)[1]。

在傳統(tǒng)的新能源聯(lián)合供電系統(tǒng)中，每種能源形式通常需要一個 DC-DC變換器，將各種能源變成直流輸出，并聯(lián)在公共的直流母線上，結(jié)構(gòu)較復(fù)雜，且成本較高[2]。為了簡化電路結(jié)構(gòu)，降低系統(tǒng)成本，可以用一個多輸入直流變換器（Multiple-Input Converter，MIC）代替多個單輸入直流變換器。MIC是將多個輸入源和單個負載連接在一起的變換器，它允許多個輸入源向單個負載供電，輸入源的性質(zhì)、幅值和特性可以相同，也可以不同，多個輸入源可以分別或同時向負載供電。

近年來，國內(nèi)外的學(xué)者已經(jīng)提出了一些MIC電路拓撲[3-11]。

通常多個幅值不等的電壓源是不能直接并聯(lián)的。文獻[3-4]提出將多個直流電壓源通過串聯(lián)的開關(guān)管并聯(lián)在一起的方法生成MIC電路拓撲。由于電壓的鉗位，此類電路拓撲只能分時工作，即在任一瞬間只允許一路電壓源向負載傳送能量。為了克服上述電路分時工作的缺點，文獻[5-7]提出了一類新的電路拓撲，此類電路將多個輸入源通過一個多一次側(cè)單二次側(cè)的變壓器連接在一起，由于變壓器的電壓鉗位作用，這里的輸入源必須為電壓源與大電感串聯(lián)組成的電流源，因此，在任一瞬間，多個輸入源既可以單獨向負載供電，也可以同時向負載供電。但是此類電路拓撲存在以下缺點：電路結(jié)構(gòu)較復(fù)雜，元器件多；由于是電流型電路拓撲，控制較復(fù)雜。對于不需要隔離的場合，文獻[8-9]提出了將多個直流電壓源串聯(lián)起來并在每個電壓源旁都并聯(lián)一條旁路支路的方法生成MIC電路拓撲。此類電路拓撲結(jié)構(gòu)簡單，屬于電壓型電路拓撲，控制靈活，并且在任一瞬間，多個輸入源既可以單獨又可同時向負載供電。

本文將提出一種新的MIC電路拓撲：多輸入全橋變換器，其器件少，結(jié)構(gòu)簡單；由于是電壓型電路拓撲，控制簡單、靈活、易實現(xiàn)；輸入源與負載之間具有電氣隔離，適用于大功率場合。

2 電路拓撲分析

圖1 基本的多輸入全橋變換器Fig.1 Basic multiple-input full bridge converter

圖 1給出了基本的多輸入全橋變換器的電路圖[10]，它包含多個全橋單元，其中每個全橋單元均由一個直流源與四個開關(guān)管及其反并聯(lián)二極管組成。輸出整流管 VDR1～VDR4組成整流橋，電感Lf和電容Cf組成輸出濾波器，RLd是負載。多個全橋單元的輸出串聯(lián)后接到隔離變壓器一次側(cè)。

圖2給出了該變換器的控制策略，每個全橋單元工作在移相控制方式。以 1#全橋單元為例，Q1和 Q2為 180°互補導(dǎo)通，Q3和 Q4也為 180°互補導(dǎo)通，Q1和Q2與 Q3和Q4移相工作，相對于 Q4和 Q3分別超前一個相位θ1。其橋臂中點輸出電壓vAB為脈寬可調(diào)的方波，其脈寬取決于移相角θ1。類似的，2#～N#全橋單元輸出電壓的脈寬分別由各自的移相角θ2～θN決定。

圖2 多移相控制策略Fig.2 Multiple phase-shift control strategy

以N#全橋單元的輸出電壓vEF為基準(zhǔn)，將1#到N-1#全橋單元的輸出電壓上升沿與vEF上升沿之間的相位差分別定義為θFB1、θFB2…θFBN-1。這些相位差不同，變壓器一次側(cè)電壓波形也不同。以其中1#和N#全橋單元為例，θFB1取不同值時，會出現(xiàn)兩種情況：①vAB和vEF的極性總是相同，或者其中一個為零，那么兩路輸入源的輸入電壓總是正向疊加，變換器傳輸最大功率。②vAB和vEF出現(xiàn)極性相反的情況，兩路輸入源輸入電壓正負抵消。為了避免電源電壓正負抵消，即在任意移相角的條件下，甚至θ1和θN為零時仍能滿足最大功率傳輸[11]，則θFB1必須為零。同理為了保證所有全橋單元之間都不發(fā)生電源電壓正負抵消的情況，θFB1、θFB2…θFBN-1必須都為零，即所有全橋單元的滯后橋臂開關(guān)管的驅(qū)動信號都是同步的。為方便闡述，以下僅以雙輸入為例，討論其工作原理和控制策略。

3 雙輸入全橋變換器

3.1 電路拓撲的簡化

雙輸入全橋變換器存在兩個全橋單元，含有八只開關(guān)管，電路拓撲結(jié)構(gòu)復(fù)雜，成本高，需要對其進行簡化以適合工程應(yīng)用。為方便分析，將雙輸入全橋變換器的電路重新繪制，如圖3所示?？梢园l(fā)現(xiàn)當(dāng)θFB1為零時，兩個全橋單元的滯后橋臂同步開關(guān)，即Q4和Q7、Q3和Q8分別同時開通、同時關(guān)斷。因此將其共用以簡化電路結(jié)構(gòu)。簡化后的電路結(jié)構(gòu)如圖4所示，這里畫出了各開關(guān)管的結(jié)電容和變壓器的漏感，即C1～C6分別為開關(guān)管 Q1～Q6的寄生電容，Lr為諧振電感，它包含了變壓器的一次側(cè)漏感。簡化后的電路，開關(guān)管可以減少兩只，控制電路更簡單。

圖3 變形后的基本雙輸入全橋變換器Fig.3 Basic double-input full bridge converter with appropriate circuit configuration

圖4 簡化的雙輸入全橋變換器Fig.4 Simplified double-input full bridge converter

雙輸入全橋變換器既可工作在雙路源向負載供電情況，也可以單路源獨立向負載供電。本節(jié)將詳細分析該變換器在兩種模式下的工作原理。在分析之前作以下假設(shè)：

（1）所有開關(guān)管、二極管電感、電容和變壓器均為理想元器件。

（2）C1=C2=C5=C6=Clead，C3=C4=Clag。

（3）輸出濾波電感Lf=Lr/K2，K是變壓器一、二次側(cè)電壓比。

3.2 雙路源同時向負載供電

圖5給出了該變換器在雙路源同時向負載供電時的主要波形。在此模式下，一個開關(guān)周期內(nèi)有16個開關(guān)模態(tài)，其等效電路如圖6所示。下面分析不同開關(guān)模態(tài)下的電路工作情況。

圖5 雙路源同時供電時的主要波形Fig.5 Key waveforms of the converter when double input sources power the load

（1）開關(guān)模態(tài)0 [t0時刻之前] (見圖6a)：t0時刻之前，開關(guān)管Q1、Q4和Q5導(dǎo)通，兩路輸入源串聯(lián)向負載供電。一次電流ip流經(jīng)1#輸入源、Q1、諧振電感Lr、變壓器一次繞組、Q5、2#輸入源和Q4，二次側(cè)整流管VDR1和VDR4導(dǎo)通，一次側(cè)向二次側(cè)提供能量。變壓器一次電流ip等于折算到一次側(cè)的濾波電感電流。ip線性上升，到t0時刻，ip上升到I1。

（2）開關(guān)模態(tài)1 [t0,t1] (見圖6b)：t0時刻關(guān)斷Q5，ip從Q5轉(zhuǎn)移至C5、C6支路中，給C5充電，給C6放電。由于C5和C6的存在，Q5近似為零電壓關(guān)斷。在此期間，由于諧振電感Lr與輸出濾波電感Lf是互相串聯(lián)的，而且Lf很大，iLf基本保持不變，又由于ip等于折算到一次側(cè)的濾波電感電流，因此ip基本不變，為I1。C5上的電壓線性上升，C6上的電壓線性下降。

圖6 雙路源同時供電時各種開關(guān)模態(tài)的等效電路Fig.6 Equivalent circuits of switching mode when double input sources power the load

在t1時刻，C5上的電壓升至Vin2，C6上的電壓降至零，VD6自然導(dǎo)通，該時段持續(xù)時間t01為

（3）開關(guān)模態(tài)2 [t1,t2] (見圖6c)：VD6導(dǎo)通后，將 Q6的電壓鉗在零位，此時可以零電壓開通 Q6。Q6開通后，1#輸入源單獨向負載供電。若Vo＜Vin1/K，ip線性上升，若Vo＞Vin1/K，ip線性下降。圖中以ip線性上升為例，到t2時刻，ip上升到I2。

（4）開關(guān)模態(tài)3 [t2,t3] (見圖6d)：在t2時刻，關(guān)斷Q1，ip從Q1轉(zhuǎn)移至C1、C2支路中，給C1充電，給C2放電。由于C1和C2的存在，Q1近似為零電壓關(guān)斷。由于Lr與Lf是互相串聯(lián)的，而Lf很大，其電流基本保持不變，因此ip基本不變。C1上的電壓線性上升，C2上的電壓線性下降。

在t3時刻，C1上的電壓升至Vin1，C2上的電壓降至零，VD2自然導(dǎo)通，該時段持續(xù)時間t23為

（5）開關(guān)模態(tài)4 [t3,t4] (見圖6e)：VD2導(dǎo)通后，將 Q2的電壓鉗在零位，此時可以零電壓開通 Q2。Q2開通后，兩路輸入源均不接入電路，變換器工作在續(xù)流狀態(tài)。在這段時間里，ip等于折算到一次側(cè)的濾波電感電流。在t4時刻，ip下降到I3。

（6）開關(guān)模態(tài)5 [t4,t5] (見圖6f)：在t4時刻，關(guān)斷 Q4，ip給C4充電，同時通過兩路輸入源Vin1和Vin2給C3放電。由于有C3和C4的存在，Q4近似為零電壓關(guān)斷。此時vAB=-vC4，vAB的極性由零變?yōu)樨撝?，變壓器二次繞組電動勢有下正上負的趨勢，使 VDR2和 VDR3導(dǎo)通。由于四只整流二極管同時導(dǎo)通，變壓器二次繞組電壓為零，一次繞組電壓也為零，vAB全部加在Lr上。因此這時Lr和C3、C4諧振工作。

到t5時刻，C4上的電壓上升至Vin1+Vin2，C3上的電壓下降到零，VD3自然導(dǎo)通，該模態(tài)持續(xù)時間t45為

（7）開關(guān)模態(tài)6 [t5,t6] (見圖6g)：t5時刻，VD3導(dǎo)通，將Q3兩端的電壓鉗位在零，此時可以零電壓開通Q3。在此時段中，二次側(cè)四只整流二極管依舊同時導(dǎo)通，變壓器二次繞組和一次繞組電壓均為零，這樣Vin1+Vin2加在Lr上，ip線性下降。

到t6時刻，ip下降到零，VD2、VD3和 VD6自然關(guān)斷。

（8）開關(guān)模態(tài)7 [t6,t7] (見圖6h)：t6時刻，一次電流ip由正值過零，且向負方向線性增加，流經(jīng)Q2、Q3和Q6。由于此時ip仍不足以提供負載電流，二次側(cè)整流管依舊同時導(dǎo)通。加在Lr上的電壓為Vin1+Vin2，ip反向線性增加。

在t7時刻，ip達到折算到一次側(cè)的負載電流–ILf(t7)/K，VDR1和 VDR4關(guān)斷，負載電流全部流過VDR2和 VDR3。

（9）開關(guān)模態(tài)8 [t7,t8] (見圖6i)：在這段時間里，兩路輸入源串聯(lián)向負載供電。t8時刻關(guān)斷Q6，變換器開始另半個周期的工作，其工作情況與上述的半個周期類似，不再贅述。

3.3 單路源單獨向負載供電

圖7給出了該變換器單路源單獨向負載供電時的主要工作波形。在此模式下，電路存在14個開關(guān)模態(tài)，其中[t0，t2]時段、[t5，t8]時段的工作情況與雙路源同時向負載供電時的[t2，t4]時段、[t6，t9]時段相似，這里不再重復(fù)。下面分析[t2，t5]時段的工作原理，圖8給出了該時段各開關(guān)模態(tài)的等效電路。

圖7 單路源單獨供電時的主要波形Fig.7 Key waveforms of the converter when one source powers the load

圖8 單路源供電時各種開關(guān)模態(tài)的等效電路Fig.8 Equivalent circuits of switching mode when one source powers the load

（1）開關(guān)模態(tài)3 [t2,t3] (見圖8a)：在t2時刻，同時關(guān)斷Q4和Q6，由于ip從VD6中流過，因此Q6為零電壓關(guān)斷。同時ip給C4充電，并通過兩路輸入源Vin1和Vin2給C3放電。由于有C3和C4的存在，Q4近似為零電壓關(guān)斷，并且此時vAB=-vC4，vAB的極性由零變?yōu)樨撝?，變壓器二次繞組電動勢有下正上負的趨勢，使VDR2和VDR3導(dǎo)通，由于四只整流二極管同時導(dǎo)通，變壓器二次繞組電壓為零，一次繞組電壓也為零，vAB全部加在Lr上。因此這時Lr和C3、C4在諧振工作。

到t3時刻，C4上的電壓上升至Vin1+Vin2，C3上的電壓下降到零，VD3自然導(dǎo)通，該模態(tài)持續(xù)時間t23為

（2）開關(guān)模態(tài)4 [t3,t4] (見圖8b)：t3時刻，VD3導(dǎo)通，將Q3兩端的電壓鉗位在零，此時可以零電壓開通Q3。在此時段中，二次側(cè)四只整流二極管依舊同時導(dǎo)通，變壓器二次繞組和一次繞組電壓均為零，這樣Vin1+Vin2加在Lr上，ip線性下降。

（3）開關(guān)模態(tài)5[t4,t5] (見圖8c)：在t4時刻，同時開通Q3和Q5，由于VD3的鉗位作用，Q3為零電壓開通。但是Q5開通前，其兩端的電壓仍為Vin2，因此為硬開通。在此時段中，這樣Vin1單獨加在Lr上，ip線性下降。

到t5時刻，ip下降到零，VD2和VD3自然關(guān)斷。

4 變換器的特性

4.1 開關(guān)管的電壓應(yīng)力和電流應(yīng)力

從上面的分析可知，雙輸入全橋變換器的三個橋臂的電壓應(yīng)力各不相同。1#橋臂開關(guān)管 Q1和 Q2的電壓應(yīng)力為 1#源的輸入電壓Vin1；3#橋臂開關(guān)管Q5和Q6的電壓應(yīng)力為2#源的輸入電壓Vin2；而公共滯后橋臂開關(guān)管Q3和Q4的電壓應(yīng)力兩路輸入源的輸入電壓之和Vin1+Vin2；Q1～Q6電流應(yīng)力相同，均為Io/K。

4.2 開關(guān)管實現(xiàn)ZVS的條件

4.2.1超前橋臂

在超前管的開關(guān)過程中，輸出濾波電感與一次側(cè)漏感相互串聯(lián)，用來實現(xiàn)ZVS的能量來自輸出濾波電感和一次側(cè)漏感。輸出濾波電感一般較大，因此其能量足以保證超前管在寬負載范圍內(nèi)實現(xiàn)ZVS。

4.2.2公共滯后橋臂

在滯后管Q3和 Q4的開關(guān)過程中，二次側(cè)的整流二極管全部導(dǎo)通，輸出濾波電感電流不能反射到一次側(cè)，因此輸出濾波電感的能量不能用于實現(xiàn)ZVS，只能依靠一次側(cè)諧振電感的能量。為了實現(xiàn)滯后管的ZVS，雙路源同時供電時必須滿足

當(dāng)?shù)趇路輸入源單獨向負載供電時，需要滿足

式中，I是滯后橋臂開關(guān)管關(guān)斷時一次電流的大小。由于諧振電感比折算到一次側(cè)的輸出濾波電感要小得多，因此滯后管實現(xiàn)ZVS相對困難。

4.3 占空比丟失

雙路源同時供電時，在[t4，t7]和[t12，t15]時段，雖然一次側(cè)有正（或負）電壓方波，但是一次電流不足以提供負載電流，因此二次側(cè)整流后的電壓依然為零（見圖5），這樣二次電壓就丟失了這部分時間的電壓。這部分與開關(guān)周期Ts/2的比值就是二次側(cè)占空比丟失Dloss。

考慮到[t4，t5]時間段很短，可以忽略，同時認為該時段中ip近似不變，可以得到

同理，在第i#輸入源單獨供電時，二次側(cè)丟失了[t2，t6]和[t9，t13]時段的電壓（見圖 7），由于[t2，t3]時段，可以忽略，且認為在這段時間內(nèi)ip近似不變，可以推導(dǎo)出占空比丟失為

4.4 輸入輸出關(guān)系

假設(shè)兩路源對應(yīng)的移相角分別為θ1和θ2，則對應(yīng)的一次側(cè)占空比分別為Dp1=(π-θ1)/2π，Dp2=(π-θ2)/2π。考慮到占空比丟失后，二次側(cè)的占空比，即有效占空比分別為：Dy1=Dp1-Dloss，Dy2=Dp2-Dloss。由圖2給出的控制策略可知，輸出電壓Vo為

假設(shè)電感足夠大，電感電流可以看成一個直流電流，即負載電流Io，則Iin1和Iin2分別為

5 能量管理

在MIC中，由于存在多個輸入源及相應(yīng)的開關(guān)管，因此可以對多個占空比進行控制，換言之，即存在多個控制自由度，這就為多個輸入源的能量管理提供了可能性。那么多輸入直流變換器的控制策略需要實現(xiàn)兩大功能：①保證輸出電壓穩(wěn)定；②實現(xiàn)多個輸入源的功率分配。

以雙輸入直流變換器為例，通過控制其中一路的輸入電流即可控制該輸入源的輸入功率。在氫-光聯(lián)合供電系統(tǒng)中，需要優(yōu)先利用太陽能電池的能量，因此可以將太陽能電池作為主供電設(shè)備（1#輸入源），燃料電池為后備能源供電設(shè)備（2#輸入源）。本文采用主從控制方式分配兩路輸入源的輸入功率[12]，因此，負載所需功率盡可能由1#輸入源提供，剩余功率由2#輸入源提供。

圖 9給出了雙輸入全橋直流變換器的控制框圖，它由1#源輸入電流閉環(huán)和輸出電壓閉環(huán)組成。該變換器存在以下兩種工作模式，各種模式的控制框圖如圖10所示。

圖9 控制系統(tǒng)框圖Fig.9 Block diagrams of the control circuit

圖10 兩種工作模態(tài)的控制框圖Fig.10 Block diagrams of the two operation modes

6 實驗驗證

為了驗證雙輸入全橋變換器的工作原理，在實驗室完成了一臺800W的原理樣機，實驗所用數(shù)據(jù)為：輸入電壓范圍：Vin1=110～130V；Vin2=80～100V；輸出電壓：Vo=48V；額定輸出電流：Io=17A；1#輸入電流參考值：3.4A（提供 50%的額定輸出功率）；變壓器一、二次側(cè)電壓比：K=6:4；一次側(cè)漏感：Llk=0.4μH；諧振電感：Lr=1.4μH；輸出濾波電感：Lf=36.2μH；輸出濾波電容：Cf= 470μF；超前管（Q1、Q2、Q5、Q6）：IXTH35N30（35A/300V）；滯后管（Q3、Q4）：IPW60R045CP（62A/650V）；二極管（VDR1～VDR4）：DESI30-03A（30A/300V）；開關(guān)頻率：fs=100kHz。

圖11給出了額定輸入電壓分別為Vin1= 120V，Vin2= 90V時AB間電壓、一次電流ip和輸出整流電壓vrect的實驗波形。其中圖11a為輸出電流Io= 17A（滿載）的實驗波形，此時兩路輸入源同時向負載供電，調(diào)節(jié)兩個移相角θ1和θ2使得1#源輸入電流穩(wěn)定在3.4A，同時保持輸出電壓的穩(wěn)定。圖11b為輸出電流Io= 6.7A（40%負載）的實驗波形，此時負載所需的功率小于 1#源提供的額定功率，2#源調(diào)節(jié)其移相角θ2為180°，使其輸入電流為0，退出工作；1#源調(diào)節(jié)移相角θ1使得輸出電壓穩(wěn)定，單獨向負載供電。驗證了能量管理的正確性。

圖11 Vin1 = 120 V，Vin2 = 90V時的實驗波形Fig.11 The experimental waveforms at Vin1= 120V, Vin2=90V

圖 12給出了滿載時，兩路源同時工作情況下Q1、Q3、Q5的驅(qū)動電壓vGS、漏源電壓vDS和漏極電流iD的波形?？梢娝械拈_關(guān)管都實現(xiàn)了ZVS，并且Q1的電壓應(yīng)力為Vin1；Q5的電壓應(yīng)力為Vin2；Q3的電壓應(yīng)力為Vin1+Vin2。

圖13給出了40%負載時，1#源單獨工作時Q1、Q3、Q5的驅(qū)動電壓vGS、漏源電壓vDS和漏極電流iD的波形。其中開關(guān)管 Q1、Q3依然實現(xiàn)了 ZVS，在單路源工作時，開關(guān)管Q5開通前其結(jié)電容的電荷無法轉(zhuǎn)移，為硬開關(guān)，與理論分析一致。

圖12 Vin1 = 120V，Vin2 = 90V，滿載時各開關(guān)管的驅(qū)動電壓vGS、漏源電壓vDS和漏極電流iD波形Fig.12 The waveforms at of vGS, vDS and iD at full load and Vin1 = 120V，Vin2= 90V

圖13 Vin1=120V，Vin2 =90V，輕載時各開關(guān)管的驅(qū)動電壓vGS、漏源電壓vDS和漏極電流iD波形Fig.13 The waveforms at of vGS, vDS and iD at light load and Vin1 = 120V，Vin2 = 90V

7 結(jié)論

本文提出了一種新穎的多輸入全橋變換器，該電路拓撲具有結(jié)構(gòu)簡單；元器件數(shù)量少；輸入輸出具有電氣隔離；采用移相控制策略，可實現(xiàn)開關(guān)管的軟開關(guān)；在任一瞬間，既可單獨向負載供電，又可同時向負載供電等優(yōu)點。但是由于共用開關(guān)管、變壓器等元器件，也必然造成器件應(yīng)力的增加。本文以雙輸入為例，通過分析雙輸入全橋變換器的工作原理及其特性，提出了多移相控制策略及能量管理方法，并通過一個800W的原理樣機驗證了理論分析的正確性和能量管理策略的有效性。

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