高玥

(沈陽市裝備制造工程學(xué)校，遼寧 沈陽 110024)

1 單元串聯(lián)變頻器應(yīng)用及調(diào)速控制方法

由于單元串聯(lián)逆變電路是將功率器件按全橋逆變結(jié)構(gòu)組成電路基本單元。與二極管箝位式和電容箝位式兩種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)不同的是，它是基本單元的并－串聯(lián)組合電路。該電路通常稱為H橋逆變電路，串級是指把這些各自獨立的電路單元串聯(lián)在一起，以滿足電路需要的高電壓的要求。

單元串聯(lián)多電平PWM電壓型變頻器是將幾個橋式整流電路多重聯(lián)結(jié)可以減少輸入諧波電流，采用多重化整流電路可以提高功率因數(shù)。為了便于對單元串聯(lián)型多電平高壓變頻器進(jìn)行分析，以移相20°構(gòu)成的18脈波整流電路為多重化整流電路為例。假設(shè)整流變壓器各繞組的線電壓之比為1∶1，假定直流環(huán)節(jié)電流為恒定值，這種條件一般在電流源型變頻器中近似成立，在電壓源型變頻器中，直流環(huán)節(jié)電流則為脈動狀。

2 載波移相SPWM調(diào)制方法

載波相移SPWM(Carrier Phase Shifting SPWM CPS－SPWM)調(diào)制方法的技術(shù)的基本思想是:對于由N個單元H橋組成的單相逆變器，各個單元H橋都采用低開關(guān)頻率的SPWM的調(diào)制方法，每個單元H橋都采用同一個調(diào)制波，用N組三角載波分別進(jìn)行調(diào)制，各三角載波具有相同的頻率和幅值，但相位依次相差固定的角度，從而使每個單元H橋輸出的SPWM脈沖錯開一定的角度，等效開關(guān)頻率大大增加，經(jīng)過疊加后逆變器最終輸出的波形是一個多電平的階梯波，選擇合適的相移角度就能使輸出電壓的諧波含量大幅度減少。

圖1 18脈波整流電路結(jié)構(gòu)圖

載波移相SPWM調(diào)制法是一種適合于單元串聯(lián)多電平高壓變頻器的SPWM方法。單元串聯(lián)型多電平高壓變頻器中的每個功率模塊的SPWM脈沖信號由三角載波和正弦調(diào)制波比較產(chǎn)生。每相所有模塊的正弦調(diào)制波都相同，但相鄰模塊的載波之間存在相移角，這就使得各模塊產(chǎn)生的SPWM脈沖的基波相位、幅值均相同，但脈沖不重合，各功率模塊的最終疊加輸出電壓的等效開關(guān)頻率大大提高。所以可在不提高開關(guān)頻率的前提下，減少輸出諧波。

2.1 單極性的載波移相SPWM

在單極性的載波移相SPWM法中，每個模塊的SPWM脈沖均由一個正弦調(diào)制波和一個三角載波比較產(chǎn)生得到。在ur的正半周，在功率單元內(nèi)保持S3關(guān)斷，S4導(dǎo)通。當(dāng)ur＞uT時，S1導(dǎo)通，S2關(guān)斷，功率單元輸出電壓V0=+Ed;當(dāng)ur＜uT時，S1關(guān)斷，S2導(dǎo)通，功率單元輸出電壓V0=0;在ur的負(fù)半周，保持S1關(guān)斷，S2導(dǎo)通，|ur|＞|uT|時，S3導(dǎo)通，S4關(guān)斷，功率單元輸出電壓V0= －Ed;當(dāng)|ur|＜ |uT|，S3關(guān)斷，S4導(dǎo)通，功率單元輸出電壓V0=0，這樣就得到了一個模塊的輸出電壓的SPWM波形。

若每相有N個功率單元串聯(lián)，每一相內(nèi)N個模塊的正弦調(diào)制波都相同，為同一個正弦調(diào)制波。但相鄰模塊的載波卻依次移開θc=2π/N的載波相位角(相對于三角載波周期而言)。如A相，功率單元A1的三角載波移相角δ1=0，A2的三角載波移相角δ2=2π/N，A3的三角載波移相角δ3=(3－1)2π/N;……AN的三角載波移相角δN=2π(N－1)/N。用這N個依次移開θc相位角的三角載波與同一個正弦調(diào)制波進(jìn)行比較，產(chǎn)生N組控制信號，分別驅(qū)動N個功率單元內(nèi)的H橋逆變器(如圖2所示)，便得到A1～AN的輸出電壓uA1，uA2，……uAN。相電壓即為N個模塊輸出電壓疊加，即得到多電平無諧波輸出電壓UAN=uA1+uA2+uA3+……+uAN。這種串聯(lián)不存在器件均壓問題。

圖2 兩功率單元串聯(lián)的單極性載波移相SPWM

每個功率模塊輸出電壓的基波含量相同，但由于載波存在相移，故N個模塊串聯(lián)疊加后的相電壓的等效開關(guān)頻率為每個模塊輸出電壓頻率的N倍，即Nfc。這有利于較少輸出諧波含量，又不會增加開關(guān)損耗。

利用雙重傅立葉級數(shù)變換，A相輸出電壓U可表示為:

可見在每相N個功率單元串聯(lián)的多電平逆變器中，相電壓有2N+1個電平。逆變器輸出UAN中只含有mN倍載波頻率附近的邊帶諧波，即高頻諧波分布在等效開關(guān)頻率Nfc的整數(shù)倍，其中最低諧波為Nfc附近的載波邊帶諧波。串聯(lián)個數(shù)N越多，諧波抑制效果就越好。只有載波移相角θc=2π/N，輸出波形效果最好。

2.2 雙極性二重化載波移相SPWM調(diào)制方法

(1)兩種方式的載波移相二重化SPWM調(diào)制方法

在二重化的載波移相SPWM調(diào)制方法中，每個功率單元模塊的SPWM脈沖可由一個爭先調(diào)制波與一個反相(相差180°)的三角載波比較產(chǎn)生(稱之為方式Ⅰ)，也可以有一對反相的正弦調(diào)制波與一個三角載波比較產(chǎn)生(稱之為方式Ⅱ)。

方式Ⅰ 在此方式中任一功率單元模塊的PWM脈沖均由一個正弦調(diào)制波ur與一堆反相的三角載波±uT比較產(chǎn)生。正弦調(diào)制波的頻率為fm，三角載波的頻率為fc，周期為Tc。調(diào)制波ur與三角波±uT比較，控制功率單元H橋逆變器左半橋臂上下兩個開關(guān)管S1與S2的動作。ur與三角載波的反相信號－ur比較，控制H橋逆變器右半臂上下兩個開關(guān)S3和S4的動作。若ur大于+uT，則L1(比較結(jié)果)為高，反之L1為低;L1與分別控制S1和S2的通斷。對于右橋臂，則比較規(guī)則相反，若ur小于－uT，則R1為高電平;反之，ur大于－uT，R1則為低電平;R1與分別控制S3和S4的通斷。L1與R1信號之差即代表了兩橋臂中點輸出端T1和T2之間的電壓波形，即功率單元的輸出電壓u0的波形。功率單元的二重化SPWM調(diào)制原理(方式Ⅰ)如圖3所示。

方式Ⅱ 在該方式中，任一功率單元的SPWM脈沖均由一堆反相的正弦調(diào)制波與一個三角載波比較產(chǎn)生。功率單元二重化SPWM調(diào)制原理如圖4所示。

圖3 方式Ⅰ的二重化SPWM調(diào)制原理

正向調(diào)制波±ur與三角波uT比較，若ur＞uT，則L1(比較結(jié)果)為高，反之L1為低電平。L1與分別控制功率單元H橋逆變器左半臂上下開關(guān)管S1和S2的通斷。對于右半橋臂，則由反相調(diào)制波－ur與載波uT比較。同理若－ur＞uT則R1(比較結(jié)果)為高電平，反之R1為低。R1與分別控制H橋右半橋臂上下開關(guān)管S3和S4的通斷。L1與R1信號之差即代表了功率單元兩橋臂中點輸出端T1和T2之間的電壓波形，即功率單元的輸出電壓波形uo。

圖4 方式Ⅱ的二重化SPWM調(diào)制原理

不論是方式Ⅰ還是方式Ⅱ，在一個開關(guān)周期S1到S4僅通斷一次，而輸出電壓為兩個脈沖。這說明輸出電壓脈沖頻率為開關(guān)管工作頻率的2倍。二重化的SPWM調(diào)制方法提高了等效的載波頻率，減少了輸出電壓的諧波含量，降低了開關(guān)損耗。

3 結(jié)論

對于級聯(lián)多電平逆變器，不論每相內(nèi)串聯(lián)單元個數(shù)N為偶數(shù)還是奇數(shù)，采用二重化的載波移相SPWM調(diào)制方法時，可統(tǒng)一采用載波半周期的移相方式，即載波移相角為:

或

當(dāng)N為奇數(shù)時，既可采用載波半周期移相方式，也可采用載波全周期移相方式，二者均可，輸出波形效果等效。但當(dāng)N為偶數(shù)時，采用載波半周期移相方式的調(diào)制效果比采用載波全周期移相方式的調(diào)制效果好，主要表現(xiàn)在前者比后者的電平數(shù)多，前者比后者的等效開關(guān)頻率高一倍，在波形質(zhì)量及諧波抵消方面，前者優(yōu)于后者。

［1］Ray W F，et al.Switched Reluctance Motor Drives for Rail Traction.A Scond View.IEE Proc.B 1984，131(5):54 －57.

［2］Xiaoming Yuan，Herbert Stemmler，Ivo Barbi.Self－ balancing of the Clamping－Capacitor Voltages in the Multilevel Capacitor Clamping Inverter under Sub － harmonic PWM Modulation.IEEE Trans.On Power Electronics，2001，16(2):256 －263.

［3］Yiqiao Liang and C.O.Nwankapa.A new type of station based on cascading voltage source inverters with phase－shifting unipolar SPWM.IEEE Transactions on industry Applications.1999，3(5):1118 －1123.

［4］王鴻雁，王小峰，張超，等.飛跨電容多電平逆變器的新型載波PWM 方法［J］.電工技術(shù)學(xué)報，2006，21(2):63 －67.

［5］周京華，楊振，蘇彥民.級聯(lián)型大功率逆變電源數(shù)字化試驗系統(tǒng)的研制［J］.電力電子技術(shù).2004，38(5):1 －3.

［6］P.N.Enjeti，et.al.programmed PWM technique to eliminate harmoics:a critical evaluation.IEEE Trans.On IA，1990，26(2):302 －315.