張德寬，張軍軍，喬奕瑋，孫繼先

（天津方圓電氣有限公司，天津300250）

1 引言

近年來，國內(nèi)高壓變頻產(chǎn)業(yè)發(fā)展趨勢(shì)迅猛，特別是級(jí)聯(lián)式多電平逆變器已廣泛應(yīng)用于各類中高壓交流電機(jī)調(diào)速控制工業(yè)領(lǐng)域，產(chǎn)品技術(shù)水平與國外大品牌產(chǎn)品的差距越來越小［1－2］，探究與此類產(chǎn)品控制技術(shù)有關(guān)的技術(shù)文獻(xiàn)浩如煙海。其技術(shù)核心歸納起來大體涉及：1）多電平逆變器的脈沖生成方法；2）先進(jìn)系統(tǒng)控制技術(shù)的融合；3）故障單元的在線旁路；4）動(dòng)態(tài)轉(zhuǎn)速跟蹤方法；5）控制信號(hào)光纖隔離通訊規(guī)則。

就脈沖生成法則而言，數(shù)字化載波移相脈寬調(diào)制技術(shù)已經(jīng)被廣泛認(rèn)可。傳統(tǒng)方法仍采用正弦參考信號(hào)與三角波比較的方式，存在著輸出電壓利用率低，實(shí)時(shí)性差且存在與高品質(zhì)閉環(huán)控制（矢量控制）融合困難等弊端，為此學(xué)者提出了多種空間矢量方法［1，3－5］。但這些方法多建立在廣義數(shù)學(xué)模型下的矢量分解原則，算法比較復(fù)雜，實(shí)施起來有一定難度。本文提出一種建立在兩電平逆變器模型基礎(chǔ)上簡易且實(shí)用的空間矢量方法，實(shí)現(xiàn)了低壓兩電平模型與級(jí)聯(lián)式多電平逆變器波形算法的對(duì)接，便于高低壓產(chǎn)品軟件平臺(tái)公用，實(shí)現(xiàn)標(biāo)準(zhǔn)化、系列化。

2 多電平逆變器的幾個(gè)概念［1］

2.1 子單元參考信號(hào)與輸出的關(guān)系

級(jí)聯(lián)式多電平逆變器由多個(gè)H型子單元串聯(lián)組成，每個(gè)單元相當(dāng)于1個(gè)單相兩電平逆變器，分別由4個(gè)IGBT組成2個(gè)橋臂，其中GL與構(gòu)成左橋臂，GR與構(gòu)成右橋臂，如圖1所示。

為考察其輸出的相位特性，不妨?xí)簳r(shí)關(guān)注單元的基波成分。由兩電平逆變器的基本調(diào)制原理可知：橋臂基波輸出與產(chǎn)生波形控制信號(hào)的參考信號(hào)成比例關(guān)系，即左右橋臂輸出基波分別由各自的參考信號(hào)決定。若假設(shè)左右橋臂參考信號(hào)為相位相反的正弦信號(hào)，即

圖1 H型單元拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 H－type cell topology

則單元輸出電壓基波為

可見，單元基波輸出電壓與左橋臂的參考正弦信號(hào)同步。換言之，左橋臂參考信號(hào)的大小及相位直接決定單元輸出電壓（右橋臂與左橋臂存在相關(guān)性，故可不必關(guān)注）。圖2給出了子單元控制信號(hào)的PWM調(diào)制過程及波形關(guān)系。

2.2 載波移相

逆變器每個(gè)單元采用相同的三角波，同一相各單元間依次按照其載波周期移相，如360°／N，180°／N 等，即所謂載波移相［6－8］。

N個(gè)子單元串聯(lián)組成級(jí)聯(lián)式逆變器的相單元，3個(gè)相單元組成三相級(jí)聯(lián)式逆變器，即逆變器共由3 N個(gè)子單元構(gòu)成。若同一相中的N個(gè)子單元基波輸出的相位和幅值保持一致，則該相總輸出為N個(gè)子單元輸出的線性疊加，并獲得最高的單元電壓利用率。換言之，載波移相的原則只是將參與調(diào)制的載波（三角波）按照載波周期在時(shí)序上錯(cuò)開，它們分別與同一個(gè)參考信號(hào)進(jìn)行比較產(chǎn)生PWM信號(hào)，因此保證了各個(gè)串聯(lián)子單元的基波輸出同步，從而保證最高的輸出電壓能力。除了以上關(guān)系外，子單元自身PWM策略不同，其輸出電壓利用率也不同。在以參考信號(hào)為純正弦方式的SPWM方式下輸出電壓利用率僅為87%。為提高利用率通常采用三次諧波注入法，或直接采用空間矢量法［9－10］。

載波移相方法典型地可分為按其載波周期360°／N 移 相 或 180°／N 移 相 兩 種 形 式，其 中，180°／N載波移相方式因不受串聯(lián)單元個(gè)數(shù)的奇偶性限制，故在不同電壓等級(jí)的逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)及子單元旁路等問題上具有明顯的優(yōu)勢(shì)［6－7］。

3 空間矢量方法

圖3給出了典型N＝2單元級(jí)聯(lián)逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)［1］，即采用Y型方式，使3組串聯(lián)子單元在一側(cè)形成中性公共點(diǎn)，另一端連接負(fù)載（電機(jī)）。

圖3 級(jí)聯(lián)兩單元多電平逆變主電路結(jié)構(gòu)Fig.3 Two units cascaded multi－level inverter main circuit

另外，從圖3中還可以想象，對(duì)于“Y”型連接逆變器主電路，同一水平的三相子單元直流母線可認(rèn)為具有虛擬等電位，即如圖4所示。不難看出3個(gè)子單元的左橋臂剛好構(gòu)成1個(gè)三相兩電平逆變器（圖4中重實(shí)線畫出），而3個(gè)右單元構(gòu)成另外1個(gè)三相兩電平逆變器［11］。如前文所述，左橋臂輸出電壓直接決定子單元的輸出電壓，故先關(guān)注左橋臂構(gòu)成的三相兩電平逆變器。又因?yàn)橛@得最大輸出電壓能力，同一相串聯(lián)各單元基波參考信號(hào)必須完全一致，因此級(jí)聯(lián)數(shù)為N的多電平逆變器可轉(zhuǎn)化為N 個(gè)基波參考信號(hào)完全一致的三相兩電平逆變器的串聯(lián)問題。換言之，只要將第1級(jí)左橋臂等效兩電平逆變器目標(biāo)電壓參考信號(hào)同時(shí)加給其他各級(jí)單元（i＝2～N）并按照各自的載波移相原則進(jìn)行脈寬調(diào)制，就可得全部子單元的PWM信號(hào)。目前，以參考電壓矢量為輸入條件的三相兩電平逆變器空間矢量PWM方法已經(jīng)成熟，此不贅述。本文所采用的方法是目前比較前衛(wèi)的非對(duì)稱坐標(biāo)系（60°坐標(biāo)系）下的g－h(huán)坐標(biāo)變換法［1］，由該方法實(shí)現(xiàn)第1級(jí)子單元的PWM驅(qū)動(dòng)邏輯，并按照180°／N載波周期移相原則得到全部子單元的驅(qū)動(dòng)邏輯。該方法不但實(shí)現(xiàn)了兩電平逆變器與任意級(jí)聯(lián)數(shù)的多電平逆變器在空間矢量法上的對(duì)接，而且保證了控制系統(tǒng)參考電壓（矢量）與輸出基波電壓相位的嚴(yán)格同步關(guān)系，為進(jìn)一步實(shí)現(xiàn)高性能的磁場(chǎng)定向控制奠定了基礎(chǔ)。

圖4 同一級(jí)（第i級(jí)）子單元等效電路圖Fig.4 The same level（i－level）sub－unit equivalent circuit

4 仿真研究

為考核本文方法正確性，利用Matlab仿真軟件構(gòu)建了級(jí)聯(lián)數(shù)N＝1～9的逆變器和等效R－L負(fù)載仿真模型。其中子單元直流母線電壓按640 V考慮，負(fù)載電阻及電感值分別取50Ω和300 mH。圖5～圖7給出幾種典型的仿真結(jié)果。

圖5 級(jí)聯(lián)數(shù)N＝5時(shí)子單元PWM仿真波形Fig.5 The cascade number N＝5，the sub－unit PWM waveforms simulation

圖6 逆變器U相各單元驅(qū)動(dòng)信號(hào)仿真圖Fig.6 The U－phase inverter drive signal simulation

圖7 U相電壓隨調(diào)制深度的變化過程Fig.7 U－phase output voltage with modulation depth

圖5給出了采用本文所述空間矢量法在級(jí)聯(lián)5電平逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)下的幾個(gè)典型波形。其中Vref為空間矢量法等效的馬鞍型參考信號(hào)，也即逆變器目標(biāo)相電壓。Ua為逆變器U相電壓的疊加波形，可見其再現(xiàn)了Vref的“馬鞍型”包絡(luò)規(guī)律，符合空間矢量PWM方法的基本特征；Uan為等效三相Y型負(fù)載的相電壓（線對(duì)懸浮中點(diǎn)），表現(xiàn)為正弦規(guī)律。Ia，Ib，Ic為三相等效 R－L負(fù)載電流波形，其表現(xiàn)了良好的正弦度。

圖6給出級(jí)聯(lián)數(shù)N＝4時(shí)逆變器工作在50Hz穩(wěn)態(tài)時(shí)U相全部左右橋臂載波移相波形及U相電壓模擬波形。其中GiL代表第i級(jí)子單元（i＝1～4）左橋臂驅(qū)動(dòng)信號(hào)，GiR代表第i級(jí)子單元右橋臂驅(qū)動(dòng)信號(hào)。從仿真波形可窺見各子單元驅(qū)動(dòng)信號(hào)的載波移相規(guī)律。

圖7給出級(jí)聯(lián)數(shù)N＝4時(shí)逆變器在50Hz輸出頻率下，輸出U相電壓從0到額定電壓的變化過程。從中可見，隨調(diào)制深度的增加，輸出電壓階梯逐漸遞增，表明本方案逆變器輸出電壓從低壓到高壓變化過程中能夠保證了良好的dv／dt指標(biāo)。

5 樣機(jī)實(shí)施及實(shí)驗(yàn)

為證實(shí)本文方法的可行性，我們制作了1臺(tái)380V、功率3kW級(jí)聯(lián)個(gè)數(shù)為N＝9的模型機(jī)。樣機(jī)完全按照未來產(chǎn)品拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)要求制作，并充分考慮了控制系統(tǒng)與主電路之間的電氣隔離及信號(hào)傳輸。主控制器采用Ti公司的2812DSP實(shí)現(xiàn)空間矢量法PWM產(chǎn)生第1級(jí)子單元的PWM信號(hào)（即兩電平PWM信號(hào)），并將第1級(jí)目標(biāo)電壓參數(shù)矢量、載波同步脈沖及系統(tǒng)狀態(tài)等參量通過數(shù)據(jù)總線傳輸給現(xiàn)場(chǎng)可編程門陣列（FPGA）。門陣列按照180°／N載波移相原則生成全部子單元驅(qū)動(dòng)邏輯，通過光纖傳輸將全部控制信息傳遞給各自的子單元。考慮系統(tǒng)的制造成本，系統(tǒng)采用單路光纖由主控器向各子單元進(jìn)行數(shù)字信號(hào)傳遞，而由此帶來的控制信號(hào)實(shí)時(shí)性和分辨率等問題通過高效數(shù)字壓縮技術(shù)和高速光纖通訊來解決（傳輸波特率為5Mb／s）。主控制器軟件設(shè)計(jì)充分考慮了N＝1～9任意級(jí)聯(lián)個(gè)數(shù)的逆變器組態(tài)形式，實(shí)現(xiàn)了與以往兩電平逆變器軟件平臺(tái)的對(duì)接。該軟件平臺(tái)具有完善的人機(jī)界面、輸入輸出接口、標(biāo)準(zhǔn)通訊接口并嵌入了通用VF控制、轉(zhuǎn)差頻率控制、有傳感器矢量控制和無速度傳感器矢量控制等控制模式。圖8和圖9給出了該樣機(jī)在拖動(dòng)3.0kW實(shí)驗(yàn)電機(jī)情況下級(jí)聯(lián)數(shù)N＝4，N＝7時(shí)的典型波形。

圖8 逆變器相電壓輸出波形Fig.8 Output waveforms of the inverter phase voltage

目前以該模型機(jī)為基礎(chǔ)的10kV，1 000kW的高壓變頻控制器已在上海雷諾爾科技股份有限公司高壓變頻系列產(chǎn)品得以實(shí)施，主要性能指標(biāo)全部通過了國家配電檢測(cè)中心的測(cè)試，系列產(chǎn)品將陸續(xù)推向市場(chǎng)。

圖9 在無速度傳感器控制模式下的啟動(dòng)過程Fig.9 The motor start under speed sensorless control mode

6 結(jié)論

級(jí)聯(lián)式多電平逆變器空間矢量法可通過第1級(jí)虛擬兩電平空間矢量法擴(kuò)展而得到，該方法簡明易行，適合擴(kuò)充到任意單元個(gè)數(shù)的級(jí)聯(lián)方案。樣機(jī)及產(chǎn)品實(shí)驗(yàn)證明該方案可行。

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