鄒 敏,紀(jì)學(xué)軍

(中國電子科技集團(tuán)公司第五十四研究所,河北石家莊050081)

0 引言

在現(xiàn)代武器裝備中,同一個平臺上往往存在大量的接收和發(fā)射設(shè)備,特別是在電子對抗設(shè)備中經(jīng)常存在大功率干擾與高靈敏度的接收設(shè)備,為了使得所有設(shè)備能正常工作,傳統(tǒng)的做法就是通過復(fù)雜的頻譜管理使設(shè)備分時分頻工作。但是在信息密度極高的現(xiàn)代戰(zhàn)爭環(huán)境下,戰(zhàn)場形勢瞬息萬變,重要設(shè)備的分時工作意味著可能丟掉重要戰(zhàn)場情報,這將使得設(shè)備的戰(zhàn)術(shù)性能大大降低,還可能造成重大損失。自適應(yīng)干擾抵消系統(tǒng)則是解決這個問題的一種有效手段,自適應(yīng)干擾抵消不僅能使得同平臺的接收和發(fā)射設(shè)備同時工作,而且還可能同頻工作。這樣在提高裝備戰(zhàn)術(shù)性能的同時,還提高了頻譜利用率,減輕了復(fù)雜電磁環(huán)境下的頻譜管理難度。

在基于最小均方(LMS)算法的自適應(yīng)干擾抵消系統(tǒng)原理的基礎(chǔ)上,重點(diǎn)對系統(tǒng)的射頻實(shí)現(xiàn)方式進(jìn)行了分析,給出了具有較強(qiáng)工程指導(dǎo)意義的設(shè)計(jì)公式,對工程設(shè)計(jì)中的一些問題進(jìn)行了討論,并給出了解決方法。

1 系統(tǒng)模型

自適應(yīng)干擾抵消系統(tǒng)原理如圖1所示。圖1中vm(t)為從天線接收的干擾信號;vr(t)為與干擾信號相關(guān)的參考信號,一般由本地接收機(jī)從發(fā)射機(jī)取樣得到;w(t)為對參考信號vr(t)的加權(quán)值;e(t)為抵消后輸出的誤差信號。參考信號vr(t)經(jīng)過w(t)加權(quán)調(diào)整以后與干擾信號vm(t)求和,求和誤差e(t)作為抵消后的輸出信號。為了適應(yīng)干擾信號vm(t)幅度和相位的變化,w(t)將隨vm(t)的變化進(jìn)行自適應(yīng)的調(diào)整。調(diào)整過程由最優(yōu)化算法實(shí)現(xiàn)如LMS算法,自適應(yīng)調(diào)整的結(jié)果使得誤差信號e(t)達(dá)到最優(yōu)化算法收斂的極小值。

圖1 自適應(yīng)干擾抵消系統(tǒng)原理模型

定義干擾信號vm(t)與誤差信號e(t)的功率比為自適應(yīng)干擾抵消系統(tǒng)的抵消比(ICR),ICR將作為衡量系統(tǒng)性能的主要指標(biāo)。

設(shè)本地發(fā)射機(jī)輻射的信號為:

式中,a(t)、θ(t)分別為信號幅度和相位。由本地接收機(jī)接收的干擾信號為:

式中,Gm、β分別為信號由發(fā)射天線傳播到接收天線的幅度衰減和相移。本地從發(fā)射機(jī)取樣的干擾信號為:

式中,Gr、φ分別為取樣系數(shù)和相移。對于以LMS算法進(jìn)行自適應(yīng)調(diào)整的抵消系統(tǒng)的抵消比可表示為:

式中,SNR=pa/pn,pa為發(fā)射信號功率,pn為系統(tǒng)隨機(jī)熱噪聲。這里得到的抵消比沒有考慮系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)方式,忽略了系統(tǒng)本身誤差,是系統(tǒng)理想情況下具有的性能。對于具體的抵消系統(tǒng),抵消比則必須考慮系統(tǒng)引入的誤差,抵消比將在式(4)的基礎(chǔ)上進(jìn)行修正,并且主要由系統(tǒng)本身參數(shù)來描述。

2 射頻實(shí)現(xiàn)方案的設(shè)計(jì)與分析

在實(shí)際應(yīng)用中,為了保護(hù)接收信道,通常大信號干擾抵消需要在射頻最前端完成,這樣一來,系統(tǒng)直接在射頻段實(shí)現(xiàn)就變得很有必要?，F(xiàn)有資料已指出,射頻實(shí)現(xiàn)LMS算法比較適合自適應(yīng)干擾抵消系統(tǒng),特別是在微波頻段。

這里基于正交矢量合成原理對自適應(yīng)抵消系統(tǒng)的射頻實(shí)現(xiàn)方案進(jìn)行設(shè)計(jì)和分析。方案原理框圖如圖2所示。

圖2 系統(tǒng)的射頻實(shí)現(xiàn)方案

UL為到達(dá)的干擾信號,其相位為 ?L,ULx為耦合器2輸出端抵消后剩余的誤差信號,其相位為?Lx,取樣的參考信號為Ur,其相位為 ?r。Ur與ULx的相位差為?=?Lx-?r,耦合器1到混頻器本振端的路徑相移為?1,耦合器2到混頻器射頻輸入端的路徑相移為 ?2,耦合器1到矢量調(diào)整器的路徑相移為 ?3,矢量調(diào)制器到耦合器2的路徑相移為 ?4,其中耦合器1,耦合器2為3 dB耦合器,對于耦合器引入的路徑移相,耦合器1為 ?5,耦合器2為 ?6,正交混頻器和矢量調(diào)制器的路徑移相分別包含在 ?1、?2、?3和 ?4中,耦合器 1 為 90°混合網(wǎng)絡(luò) ,耦合器 2為180°混合網(wǎng)絡(luò),環(huán)路中以二階低通濾波器代替理想積分器完成算法的積分功能。誤差放大器增益為K1,混頻器傳輸系數(shù)為K2,矢量調(diào)制器傳輸系數(shù)為K3,濾波器增益為Kd,矢量調(diào)制器調(diào)制斜率為M。

正交混頻器同相輸出端積分器輸出信號為:

正交混頻器反相輸出端積分器輸出信號為:

矢量調(diào)制器輸出信號為:

耦合器2輸出端輸出抵消以后的信號為:

則系統(tǒng)的抵消比ICR可表示為:

從式(9)中可以看出,系統(tǒng)要達(dá)到最佳的抵消效果即達(dá)到最大的抵消比需要滿足:

式(10)說明要達(dá)到最佳抵消效果,系統(tǒng)中耦合器1直通端口到正交混頻器本振端口的電長度應(yīng)該與耦合端口通過矢量調(diào)制器,耦合器2和誤差放大器到達(dá)正交混頻器射頻輸入端口的電長度相等。

式(9)和式(10)是圖2描述的射頻自適應(yīng)干擾抵消系統(tǒng)工程設(shè)計(jì)的重要依據(jù),特別是系統(tǒng)工作帶寬較寬時,能否滿足式(10)給出的條件成為系統(tǒng)設(shè)計(jì)成功的關(guān)鍵。

3 系統(tǒng)測試結(jié)果

基于圖2描述的方案,設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)了工作在225～400 MHz的自適應(yīng)干擾抵消系統(tǒng)。系統(tǒng)實(shí)測結(jié)果如表1所示。從測試數(shù)據(jù)可以看出,抵消系統(tǒng)對連續(xù)波的平均抵消比接近50 dB,抵消時間小于1 ms。而且系統(tǒng)對于帶寬小于2MHz的寬帶信號也有不小于30 dB的抵消。

表1 射頻自適應(yīng)干擾抵消系統(tǒng)測試結(jié)果

4 問題分析與討論

用作積分功能的低通濾波器會對抵消誤差產(chǎn)生較大影響,在滿足抵消時間和系統(tǒng)穩(wěn)定性的條件下,通過減小電阻、增大電容的方式,可使系統(tǒng)更加接近理想積分器,使得系統(tǒng)抵消誤差大大減小,從而增大系統(tǒng)抵消比。

在高抵消比的條件下,需要較大的環(huán)路增益,而增大誤差放大器增益則是提高環(huán)路增益最有效的方法,但是這將在一定程度上影響系統(tǒng)穩(wěn)定性,造成系統(tǒng)比較容易自激振蕩,產(chǎn)生較大的雜散。在高增益的條件下解決系統(tǒng)穩(wěn)定性的問題,需要做好放大器各級之間及放大器與正交混頻器等系統(tǒng)中其他器件的匹配和隔離。也應(yīng)該選用端口間隔離度足夠大的正交混頻器,這不僅能夠保持系統(tǒng)的穩(wěn)定性,而且能夠使得系統(tǒng)獲得較好的線性度,從而減小誤差,增大抵消比。對于抵消時間的調(diào)整,除了調(diào)整環(huán)路帶寬以外,足夠大的本振驅(qū)動也能減小抵消時間,加快系統(tǒng)的收斂速度。

5 結(jié)束語

上述對于系統(tǒng)模型的分析結(jié)論適用于任何實(shí)現(xiàn)形式的基于LMS算法的自適應(yīng)干擾或噪聲抵消系統(tǒng)的性能分析,具有廣泛的適用性。在此基礎(chǔ)上設(shè)計(jì)完成的射頻自適應(yīng)干擾抵消系統(tǒng),工作頻段寬、抵消比大、抵消速度快,完全滿足了收發(fā)隔離、同平臺多電臺同時工作等電磁兼容方面的需要。但是系統(tǒng)對于寬帶干擾的抵消性能還有待提高,以適應(yīng)不斷發(fā)展的寬帶通信的需要,也是目前系統(tǒng)改進(jìn)的一個重要方向。

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