林新峰，夏文祥

（電子科技大學 電子工程學院，四川 成都 611731）

現代通信系統對選頻器件的要求越來越高，為避免相鄰信道和多徑干擾，一般要求濾波器等器件具有很高的帶外抑制度。而在濾波器設計中，帶外抑制是個很重要的特性，通常我們可以在插入損耗響應中引入傳輸零點來提高濾波器的阻帶特性[1-2]。

這篇文章是根據文獻[3]、[4]展開的，我們對比了傳統對稱結構與非對稱結構的傳輸性能，分析了由于結構不對稱產生的兩個傳輸零點對于濾波器傳輸性能的影響，并討論了結構關鍵參數對于傳輸特性的影響，并在此基礎上設計了一個用于鏡像抑制的雙通帶濾波器。

1 雙環(huán)微帶帶通濾波器的傳輸特性分析

由文獻[3]中可以引出，雙環(huán)微帶帶通濾波器的結構如圖1所示，圖中的l=l1+l2=λgo/2中λgo表示濾波器入射波波長，Cg表示開口環(huán)環(huán)扣耦合電容，由開口大小g決定，s1表示兩環(huán)耦合間距，傳統結構中，兩端饋線位置左右對稱，而圖1中所示是饋線不對稱的情況。

在射頻EDA軟件ADS中進行不同結構的仿真對比，采用F4（聚四氟乙烯）的基片，εr=2.6，h=1 mm。通帶特性曲線如圖2所示。由圖2可以看出，由于非對稱結構引入兩個傳輸零點，所以濾波器帶外衰減比對稱結構大，在通帶附近，非對稱結構中的兩個傳輸兩點在2.9 GHz和4.3 GHz左右都能達到40 dB以上的衰減，兩種結構的帶寬基本相同。這說明，結構變化對于帶寬影響不大。

圖1 采用非對稱饋線的雙環(huán)濾波器版圖Fig.1 Layout of the filter using two open-loop ring resonators with asymmetric tapping feed lines

圖2 不同結構的通帶響應曲線Fig.2 Bandpass characteristic curves of different structure

2 非對稱結構中參數分析

由文獻[4]中引出的一種非對稱雙環(huán)結構，如圖3所示，開口環(huán)的線寬不是相同的，左右饋線的位置也不是中心對稱的，下面在仿真軟件中對于饋線位置，線寬比，兩環(huán)間距對于濾波器通帶特性的影響進行仿真對比。

圖3 另一種非對稱結構的版圖Fig.3 Layout of another kind of asymmetric double-loop structure

2.1 不同線寬比的仿真曲線

圖4表示不同線寬比的仿真曲線，圖中線寬比w1/w2分別為3、1.5、1，可以看出，隨著線寬比的減小，濾波器通帶會向高頻段移動；線寬比增大，上阻帶抑制會變好，這個主要是慢波效應的影響。因而，利用這用慢波效應[5-7]，可以得到更好的帶外抑制效果，并且和普通的雙環(huán)諧振帶通濾波器相比，面積減縮了30%[4]。

圖4 不同線寬比的仿真曲線Fig.4 The simulation curves of different ratio of line width

2.2 不同環(huán)間距的仿真曲線

圖5表示不同環(huán)間距的仿真曲線，環(huán)間距s分別取0.25 mm、0.35 mm、0.45 mm。由圖中可以看出，如果間距s減小，雙環(huán)耦合量增加，兩個諧振波峰外移，中間的波谷變深，濾波器帶寬增加，帶內波紋系數增大。

2.3 兩端饋線不同位置的仿真曲線

圖6表示兩端饋線不同位置的仿真曲線，仿真中取l1=l2，分別取1.5 mm、2 mm、2.5 mm。輸入輸出饋線的位置l1和l2也可以獨立調節(jié)來控制濾波器頻響特性兩個波峰和一個波谷的頻率和插損。如圖6所示，當l1和l2相等時，它們的值越大，波峰之間的波谷越深，但帶寬卻基本保持不變。這與改變雙環(huán)間距s不同。圖7顯示如果尺寸l1固定在2 mm不變，而改變l2尺寸，波紋形狀會發(fā)生顯著變化。l2越大，左邊波峰和波谷之間的插損間距基本不變，然而右邊波峰和波谷的插損間距顯著變大，出現左邊波峰相比右邊波峰越來越低的頻響特性。出現這種特性的原因是：當l1或l2越大，饋線輸入位置離諧振腔的虛地越近，導致耦合變弱，或者品質因數變大。因而通過調節(jié)l1和l2的大小，濾波器頻響特性兩個波峰和波谷的頻率和插損都可以很方便的調節(jié)。

圖5 不同環(huán)間距的仿真曲線Fig.5 The simulation curves of different gap between the rings

圖6 不同饋線位置的仿真曲線Fig.6 The simulation curves of different positions of the feed lines

圖7 相同l1的情況下，不同l2值的仿真曲線Fig.7 The simulation curves of different value of l2with the same l1

3 雙通帶帶通濾波器的設計

由以上分析可以看出，調節(jié)各參數可以調整傳輸零點的位置，從而產生第二個通帶，通過選取合適的w1、w2以及兩端饋線的位置，確定兩個通帶的中心頻點。w1=5 mm，w2=2 mm，l1=l2=0 mm，s=0.25 mm則由圖8可以看出，兩個傳輸兩點在2.5 GHz和4.15 GHz處，在2.6 GHz和5.6 GHz處有帶寬200 MHz的通帶。

圖8 雙通帶濾波器的仿真曲線S21Fig.8 The simulation curves of the duel-band bandpass filter

由于作為鏡像抑制濾波器，要求對鏡像頻點的抑制度較高。圖8中的曲線帶外衰減不是很高，所以考慮采用兩級級聯得到所要求的帶外衰減。如圖9，調節(jié)兩級級間耦合距離，優(yōu)化部分參數，使得兩處通帶的中心頻點變成3.51 GHz和5.78 GHz，帶寬變?yōu)?00 MHz和80 MHz，此帶通濾波器可以用于Wimax寬帶無線接入技術中，作為接收機的鏡像抑制濾波器使用，由于帶外的抑制度較高，無論使用高本振還是低本振都很適合。

例如，在3.5 GHz Wimax接收機中，射頻輸入為3.5 GHz，帶寬20 MHz，中頻輸出480 MHz。采用高本振的情況下，鏡像頻率和半中頻干擾分別是4.44 GHz和3.74 GHz處，圖9中可以看出兩處衰減都在40 dB以上，所以此結構很適用于鏡像抑制使用。圖10為兩級級聯濾波器的版圖設計。

圖9 級聯濾波器的仿真曲線S21Fig.9 The simulation curves of the cascaded filter

圖10 級聯濾波器的版圖Fig.10 Layout of the cascaded filter

4 結 論

本文提出了一種雙通帶帶通濾波器的設計，它由兩級非對稱耦合開口環(huán)級聯而成，信號由輸入端口到輸出端口的不同路徑在插入損耗響應里產生一個傳輸零點，而通過改變諧振器之間的耦合和其他一些參數就可改變傳輸零點的位置，改變兩個通帶的中心頻點和通帶間距，達到我們的設計要求。

[1]Chang C Y，Hsu W C.Novel planar，square-shaped，dielectric waveguide，single，and dual-mode filters [J].IEEE Trans Microwave Theory Tech，2002，50（11）： 2527-2536.

[2]Hong J S，Lancaster M J，Jedamzik D，et al.On the performance of HTS microstrip quasi-elliptic function filters for mobile communication application[J].IEEE Trans Microwave Theory Tech，2000，48（7）：1240-1246.

[3]Hsieh L H，Chang K.Tunable microstrip bandpass filters with two transmission zeros[J].IEEE Trans on Microwave Theory，2003，51（2）：520-525.

[4]康煒.寬帶無線通信射頻技術研究 [D].江蘇：東南大學，2009.

[5]Hong J S，Lancaster M J.Microstrip slow-wave resonator filters[J].IEEE MTT-S，Digest，1997，712-716.

[6]Hong J S，Lancaster M J.Theory and experiment of novel microstrip slow-wave open-loop resonator filters[J].IEEE Trans.Microwave Theory and Techniques，1997，45 （12）：2358-2365.

[7]Hong J S.Microstrip tapped-line filter design[J].IEEE Trans.Microwave Theory and Techniques，1979，27（1）：43-50.