張 瑛，張 揚

(上海電科電器科技有限公司，上海 200063)

0 引言

現(xiàn)有的并網(wǎng)型風力發(fā)電和并網(wǎng)型太陽能發(fā)電系統(tǒng)中，均要求通過能量轉(zhuǎn)換，將風能或者太陽能高效轉(zhuǎn)化成滿足電網(wǎng)要求的電能，從而可以并入電網(wǎng)。通常，并網(wǎng)型變流器中均采用脈寬調(diào)制(Pulse Width Modulation，PWM)技術(shù)，不可避免的是，功率開關(guān)器件的高開關(guān)頻率將產(chǎn)生高次諧波，這將大大降低并入電網(wǎng)的電能質(zhì)量。另外，對于變流器注入電網(wǎng)的電流，IEEE Std.929—2000和IEEE Std.P1547標準均要求饋入電網(wǎng)的電流波形要接近正弦波，總諧波含量THD＜5%。為減少這些諧波污染，并網(wǎng)變流器采用L型或LCL型濾波方式，兩者均能很好地抑制電流諧波，但前者需很大的電感量才能達到一樣的濾波效果。研究LCL濾波型變流器的數(shù)學模型及控制策略，是本文分析的主要內(nèi)容。

1 LCL濾波風電并網(wǎng)變流器的拓撲結(jié)構(gòu)及控制系統(tǒng)分析

1.1 拓撲結(jié)構(gòu)及數(shù)學模型分析

LCL濾波型風電并網(wǎng)變流器主電路拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示，其拓撲結(jié)構(gòu)與傳統(tǒng)的三相有源整流器結(jié)構(gòu)基本相同，只是在前端加入了T型濾波結(jié)構(gòu)，再并入電網(wǎng)。圖1中，L1代表變流器側(cè)濾波電感，R1為變流器側(cè)寄生電阻;同樣，L2及R2分別為網(wǎng)側(cè)濾波電感及寄生電阻參數(shù);udc代表并網(wǎng)變流器直流母線電壓;ei(i=a，b，c)為三相電網(wǎng)電壓。當并網(wǎng)變流器工作時保持直流母線電壓不變，控制絕緣柵雙極晶體管(Insulated Gate Bipolar Transister，IGBT)的開關(guān)狀態(tài)，使其在變流器側(cè)產(chǎn)生相應的PWM電壓。它與電網(wǎng)電壓共同作用于濾波電感上，產(chǎn)生正弦電流，通過控制變流器輸出電壓的幅值和相位，即可獲得所需要的功率因數(shù)及并網(wǎng)變流器不同的工作狀態(tài)。

基于圖1所示的主電路拓撲圖，假定三相電網(wǎng)電壓平衡，主電路開關(guān)器件可認為理想開關(guān)，并忽略直流母線電壓的波動，由KCL、KVL定理可得出LCL濾波型變流器數(shù)學模型如式(1)～式(4)所示:du

式中:假設(shè)i1k，i2k分別是逆變器側(cè)電流和網(wǎng)側(cè)電流，其正方向都是整流時的電流流向，其中C為直流母線電容，sk(k=a，b，c)為三相橋臂的開關(guān)函數(shù)。sk=1表示相應橋臂上管導通，下管關(guān)斷;sk=0表示相應橋臂下管導通，上管關(guān)斷。iload表示直流母線電壓負載電流。i1k，i2k，ick(k=a，b，c)分別代表變流器側(cè)電流、網(wǎng)側(cè)電流及濾波電容電流;ugk，uck，ek(k=a，b，c)分別代表變流器側(cè)三相電壓、濾波電容壓降及電網(wǎng)電壓。

圖1 主電路拓撲結(jié)構(gòu)

1.2 控制系統(tǒng)分析

根據(jù)以上分析，可設(shè)計控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖，采用電網(wǎng)電流反饋閉環(huán)控制，實現(xiàn)電網(wǎng)側(cè)電流閉環(huán)的有功、無功功率解耦控制，從而使整流器運行于單位功率因數(shù)。

圖2給出了控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖。采用電網(wǎng)電流反饋控制結(jié)構(gòu)時，將電網(wǎng)側(cè)三相電流經(jīng)過坐標變換，從三相靜止坐標系轉(zhuǎn)換到兩相靜止坐標系，再通過旋轉(zhuǎn)坐標變換，得到有功電流分量和無功電流分量。當需要變流器運行在單位功率因數(shù)時，使無功電流給定值i*1q=0，有功電流給定值由電壓外環(huán)控制器的輸出決定。另外，采用SPLL電網(wǎng)電壓鎖相環(huán)獲得電網(wǎng)電壓定向角，作為Park變換的角度信號。

圖2 控制策略仿真框圖

2 系統(tǒng)仿真及樣機試驗波形

根據(jù)以上的分析及控制系統(tǒng)框圖，可以建立基于MATLAB(R2010a)的仿真模型，如圖3所示。在雙饋風力發(fā)電系統(tǒng)中，網(wǎng)側(cè)變流器需要根據(jù)發(fā)電機的運行狀態(tài)而工作在整流或者逆變狀態(tài)，由于網(wǎng)側(cè)變流器在整流和逆變運行時的控制策略是相同的，僅是能量的流動方向發(fā)生了變化，因此這里只仿真變流器工作在整流狀態(tài)時的情況，這里借助MATLAB/Simlink仿真平臺，采用固定開關(guān)頻率的空間矢量脈寬調(diào)制(Space Vector Pulse Width Modulation，SVPWM)方法，進行仿真研究，具體仿真參數(shù)如表1所示。

圖3 Simulink仿真模型

表1 仿真參數(shù)

圖4 電網(wǎng)側(cè)和變流器側(cè)諧波分析

系統(tǒng)仿真過程中，給定網(wǎng)側(cè)電壓為三相平衡電壓，載波頻率為3 kHz，SVPWM方式，母線電壓指令值600 V，使其單位功率因數(shù)并且額定功率運行，得到圖4所示的仿真波形。圖4(a)為仿真模型中BUS0處的并網(wǎng)電流波形，利用MATLAB傅里葉分析工具得到電流諧波頻譜，橫軸為諧波頻率，電流總諧波畸變THD為0.53%，滿足并網(wǎng)要求;圖4(b)為仿真模型中BUS2中的電流波形，可看出電流總諧波畸變THD為4.34%。波形表明，LCL濾波器對高頻諧波部分的衰減效果較好;另外，在BUS0處開關(guān)頻率附近的諧波成分明顯少于BUS2處。

圖5 樣機測試波形

將上述控制算法在與仿真參數(shù)一樣的試驗平臺上進行驗證，設(shè)定母線電壓600 V，開關(guān)頻率4 kHz，網(wǎng)側(cè)線電壓380 V，試驗結(jié)果如圖5所示。其中，圖5(a)為采用電感濾波的PWM逆變器系統(tǒng)在發(fā)出無功電流時的電壓電流及母線電壓波形;圖5(b)為對應的電流諧波快速傅里葉變換分析，可以看出，在開關(guān)頻率附近存在著較多成分的諧波;圖5(c)為采用T型濾波器時系統(tǒng)中的電網(wǎng)側(cè)電流波形，可以看出高階濾波器濾除了高次諧波，相同電流等級下電流諧波畸變率有所減小。

3 結(jié)語

通過對LCL濾波型風電變流器的拓撲和數(shù)學模型進行分析，提出了電網(wǎng)電流反饋的控制策略，并將其控制策略進行仿真驗證和樣機測試，得出該控制策略對風電并網(wǎng)變流器的無功和有功分量進行有效控制;與L型濾波器相比，能更好地濾除開關(guān)頻率附近的高頻諧波，使系統(tǒng)并網(wǎng)端的諧波含量降低。

［1］張崇巍，張興.PWM整流器及其控制［M］.北京:機械工業(yè)出版社，2005.

［2］張憲平，李亞西，許洪華.新型拓撲濾波器的雙饋風電網(wǎng)側(cè)變流器阻尼策略［J］.中國電機工程學報，2009，29(21):1-6.

［3］張強，張崇巍，張興，等.風力發(fā)電用大功率并網(wǎng)逆變器研究［J］.中國電機工程學報，2007，27(16):54-59.