李 鴻，趙亞冬

（湘潭職業(yè)技術(shù)學(xué)院 湖南 湘潭 411102）

數(shù)字音頻功率放大器廣泛應(yīng)用于DVD內(nèi)置功放、汽車(chē)功放、桌面音響、計(jì)算機(jī)多媒體、大功率專(zhuān)業(yè)功放以及各種多通道AV功放，其高效率的特點(diǎn)受到了廣泛的關(guān)注。但功率普遍在200W以下，效率在85%左右，失真度指標(biāo)在0．5%左右，頻響±3 dB，不能滿(mǎn)足人們?nèi)找嬖鲩L(zhǎng)的對(duì)音樂(lè)品質(zhì)及節(jié)省能源的追求[1]。因此，進(jìn)一步改善影響音質(zhì)的重要指標(biāo)（失真度、頻響、信噪比），提高數(shù)字功放的效率非常重要。

1 數(shù)字音頻功率放大器優(yōu)化設(shè)計(jì)

目前，數(shù)字音頻功放的的基本原理如圖1所示。脈沖編碼器內(nèi)部的信號(hào)處理電路對(duì)輸入的數(shù)字音頻信號(hào)進(jìn)行超采樣、噪聲整形、PWM編碼等處理輸出PWM信號(hào)。輸出的PWM信號(hào)經(jīng)驅(qū)動(dòng)電路放大和箱位，驅(qū)動(dòng)由場(chǎng)效應(yīng)管組成的開(kāi)關(guān)放大電路，輸出放大的PWM信號(hào)。放大后的PWM信號(hào)經(jīng)解調(diào)濾波器還原為模擬音頻信號(hào)。

圖1 數(shù)字音頻功放組成原理框圖Fig．1 Composition principle diagram of digital audio amplifier

1.1 脈寬編碼調(diào)制器的優(yōu)化—自然采樣法脈寬調(diào)制（NPWM）

目前，數(shù)字功放的脈寬調(diào)制器普遍采用的是PCM/PWM轉(zhuǎn)換器，采用歸一化采樣法脈寬調(diào)制技術(shù)（UPWM）[2]，采樣的信號(hào)是由原始的模擬信號(hào)經(jīng)脈沖編碼過(guò)后的數(shù)字信號(hào)，在模/數(shù)轉(zhuǎn)換過(guò)程存在一定的誤差，數(shù)字信號(hào)不能100%再現(xiàn)原始信號(hào)，采樣過(guò)后的數(shù)字信號(hào)還要進(jìn)行內(nèi)插和噪聲整形。因此，UPWM失真度指標(biāo)較高。

1.1.1 NPWM調(diào)制技術(shù)

NPWM采用的是模擬音頻信號(hào)或數(shù)字音頻信號(hào)經(jīng)D/A變換后得到的模擬信號(hào)與三角波載波信號(hào)進(jìn)行比較，得到PWM波形。波形輸出出現(xiàn)在音頻信號(hào)與載波的交點(diǎn)處，采樣值就是音頻信號(hào)的真實(shí)值。輸出的信號(hào)頻譜中含有音頻信號(hào)、載波信號(hào)、載波的諧波分量、音頻信號(hào)與載波以及音頻信號(hào)諧波與載波諧波相互作用得到的邊帶信號(hào)，可以通過(guò)提高載波頻率，減小邊帶信號(hào)失真，加入二階低通濾波器進(jìn)行濾波，得到所需要的PWM信號(hào)[3-4]。NPWM調(diào)制過(guò)程不存在量化過(guò)程，無(wú)量化誤差產(chǎn)生，能保證音頻還原的高動(dòng)態(tài)指標(biāo)；NPWM處理時(shí)延短，輸入輸出均為模擬信號(hào)，能采用線(xiàn)性控制方法補(bǔ)償從輸入到輸出的各個(gè)環(huán)節(jié)產(chǎn)生的非線(xiàn)性和噪聲，保證還原音頻信號(hào)的高保真度。

根據(jù)調(diào)制的邊沿、產(chǎn)生的脈寬頻率形式不同，NPWM有多種采樣方式。其中，雙邊帶三電平自然采樣式脈寬調(diào)制（NBDD）調(diào)制性能、頻譜特性最好，指標(biāo)更優(yōu)，采樣頻率翻倍，有利于解調(diào)濾波器和控制系統(tǒng)的設(shè)計(jì)，需要去除的頻率成分都與載波相關(guān)聯(lián)，在調(diào)制指數(shù)較低時(shí)，M和IM-component的幅度成線(xiàn)性關(guān)系，無(wú)用頻譜完全從組成成分中去除。因此，NBDD是NPWM調(diào)制方式的首選。

1.1.2 NPWM調(diào)制技術(shù)的實(shí)現(xiàn)

NBDD實(shí)現(xiàn)框圖如圖2所示。輸入的模擬音頻信號(hào)首先經(jīng)隔離放大器進(jìn)行放大，并進(jìn)行低通濾波，再與反饋回來(lái)的音頻信號(hào)一起送到誤差放大器進(jìn)行誤差放大，輸出放大的誤差音頻信號(hào)。放大的誤差信號(hào)和載波信號(hào)送到脈寬調(diào)制器，進(jìn)行NBDD調(diào)制產(chǎn)生PWM信號(hào)。三角波發(fā)生器產(chǎn)生高線(xiàn)性度的三角波信號(hào)作為載波信號(hào)，避免三角波的非線(xiàn)性影響PWM調(diào)制器的線(xiàn)性度、整機(jī)的失真度；為還原良好的音頻，PWM開(kāi)關(guān)頻率不能低于200 kHz，；采用響應(yīng)速度快、功耗低、輸入偏移電壓小的高速比較器；采用輸入阻抗高、工作電流低、增益帶寬寬、上升速度快、共模抑制比良好、漂移電壓低的音頻放大器和誤差放大器。

圖2 脈寬編碼調(diào)制器實(shí)現(xiàn)框圖Fig．2 Realization block diagram of pulsewidth codingmodulator

1.2 開(kāi)關(guān)放大器的優(yōu)化設(shè)計(jì)

開(kāi)關(guān)放大器的效率決定數(shù)字功放的效率，理論上開(kāi)關(guān)放大器的效率為100%[5]。實(shí)際工作中開(kāi)關(guān)放大器中的場(chǎng)效應(yīng)管從導(dǎo)通到關(guān)斷、關(guān)斷到導(dǎo)通都存在一定的延遲，各極間電容的存在都將帶來(lái)一定的損耗，脈寬編碼調(diào)制信號(hào)的頻率、驅(qū)動(dòng)放大器的設(shè)計(jì)也將影響損耗的大小。

1.2.1 引入死區(qū)時(shí)間（Dead-Time），減小串通損耗和C ds損耗

根據(jù)串通損耗、Cds損耗產(chǎn)生的原理，可以調(diào)整場(chǎng)管柵極上的驅(qū)動(dòng)電壓，保證在上管完全截止后再讓下管開(kāi)始導(dǎo)通，在下管完全截止后再讓上管開(kāi)始導(dǎo)通。這種在兩驅(qū)動(dòng)信號(hào)之間按“延遲導(dǎo)通，正常截止”的原則，加入的時(shí)間稱(chēng)為死區(qū)時(shí)間[6]，引入Dead-Time，錯(cuò)開(kāi)兩只場(chǎng)管的過(guò)渡區(qū)能有效的減少串通損耗，也能減小輸出電容Cds損耗，提高開(kāi)關(guān)放大器的效率，圖3分析了工作在一個(gè)開(kāi)關(guān)臂上的兩個(gè)N溝場(chǎng)效應(yīng)管的情況。

圖3 引入Dead-time前后驅(qū)動(dòng)信號(hào)對(duì)比Fig．3 Drive signal contrast before and after introducing

進(jìn)入截止?fàn)顟B(tài)的場(chǎng)管按正常時(shí)刻進(jìn)入截止?fàn)顟B(tài)，進(jìn)入導(dǎo)通狀態(tài)的場(chǎng)管被滯后τ時(shí)間間隔后才開(kāi)始導(dǎo)通，避免兩只場(chǎng)管同時(shí)處于ON-OFF過(guò)渡狀態(tài)，減小串通損耗，同時(shí)場(chǎng)管輸出電容Cds上存儲(chǔ)的能量完全釋放到負(fù)載，沒(méi)有被損耗。要注意的是Dead-Time的引入將在放大器的功率輸出端引起誤差電壓，相關(guān)聯(lián)的負(fù)載電流將產(chǎn)生誤差，使信號(hào)產(chǎn)生失真。因此在保證有效減少串通損耗和Cds損耗的同時(shí)，應(yīng)盡量選取小的Dead-Time。

Dead-Time實(shí)現(xiàn)原理如圖4所示。圖中IN為輸入脈寬調(diào)制信號(hào)，OUT上、OUT下為加入Dead-Time的脈寬調(diào)制信號(hào)。Dead-Time時(shí)間由RC乘積的倒數(shù)決定，器件采用邏輯門(mén)電路。

圖4 Dead-time實(shí)現(xiàn)原理圖Fig．4 Implementation principle diagram Dead-Time

1.2.2 合理選取載波頻率

載波頻率越高，功率放大器的開(kāi)關(guān)頻率隨之升高，大大增加開(kāi)關(guān)器件的開(kāi)關(guān)損耗，造成功率放大器的效率下降。載波頻率越低，功率放大器的輸出高頻干擾不容易濾除，輸出波形失真大；同時(shí)采樣誤差變大，導(dǎo)致較高的總諧波失真，難達(dá)到高的保真度[7]。

一般載波信號(hào)的頻率fs和調(diào)制信號(hào)的頻率ft滿(mǎn)足如下關(guān)系：fs=（10～20）ft。通過(guò)實(shí)驗(yàn)和測(cè)試，本優(yōu)化方案選取脈寬調(diào)制頻率約為250 kHz，250 kHz的開(kāi)關(guān)頻率是失真度和效率之間一個(gè)很好的均衡。

1.2.3 場(chǎng)管的選取

場(chǎng)效應(yīng)管是開(kāi)關(guān)放大器的關(guān)鍵器件，其特性直接影響數(shù)字音頻放大器的可靠性、效率、失真度等性能指標(biāo)。組成開(kāi)關(guān)放大器的場(chǎng)效應(yīng)管盡量選取同一型號(hào)，注意選取RDS（on）、時(shí)間常數(shù)、輸入電容Ciss、漏源電容CdS小的場(chǎng)管，輸出功率較小時(shí)采用 SO-8、D-PARK、TO-220等封裝形式，較大時(shí)選取TO-247AC封裝形式。

1.3 引入線(xiàn)性反饋控制技術(shù)

為減小PWM變換、Dead-Time邏輯處理、驅(qū)動(dòng)、開(kāi)關(guān)放大電路、LPF濾波器等引入的非線(xiàn)性失真和噪聲，可加入單個(gè)或多個(gè)線(xiàn)性反饋環(huán)路、電壓電流反饋控制CVFC等3種，本優(yōu)化設(shè)計(jì)選用電壓反饋控制技術(shù)（VFC2）。VFC2控制結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、穩(wěn)定性好，適合在數(shù)字功放中使用。控制原理框圖如圖5所示。

圖5 VFC2控制技術(shù)原理框圖Fig．5 Principle diagram of VFC2 control technology

1.4 低通濾波器的優(yōu)化設(shè)計(jì)

低通濾波器的優(yōu)化設(shè)計(jì)主要是降低產(chǎn)生的損耗，進(jìn)一步提高效率，通過(guò)合理選取磁芯來(lái)實(shí)現(xiàn)。比較各種磁性材料，鐵粉芯磁芯比較適合數(shù)字功放濾波使用。鐵粉芯是由碳基鐵磁粉粒和樹(shù)脂碳基鐵磁粉粒構(gòu)成，在磁粉芯中價(jià)格最低，傳導(dǎo)損耗小，飽和磁密在1．4 T左右，比鐵氧體高，相對(duì)磁導(dǎo)率在10～100。本優(yōu)化設(shè)計(jì)選擇MICROMETALS公司鐵粉芯系列的T157-2型磁芯，單位磁通量為14 nH/N2。

1.5 完善保護(hù)功能設(shè)計(jì)

保護(hù)功能的設(shè)計(jì)主要考慮電源接反、輸出與地短接、輸出短路、輸入電源電壓范圍超過(guò)了場(chǎng)效應(yīng)管所能承受的最大電壓、模塊內(nèi)部溫度驟升超過(guò)了場(chǎng)效應(yīng)管的結(jié)溫溫度。

辦法是在電源端、音頻輸出端分別引入電流檢測(cè)電路，當(dāng)有誤操作發(fā)生時(shí)，電流將急速增加，檢測(cè)電路實(shí)時(shí)檢測(cè)，當(dāng)超過(guò)判決門(mén)限時(shí)發(fā)出保護(hù)信號(hào)實(shí)施保護(hù)。實(shí)現(xiàn)框圖如圖6所示。圖中R1為功率型精密電阻，串聯(lián)在電源線(xiàn)或輸出功率線(xiàn)之間。阻值的設(shè)定由保護(hù)電流值及三極管的基極、發(fā)射極導(dǎo)通電壓來(lái)確定，一般為數(shù)個(gè)幾十毫歐的電阻并聯(lián)。V1為NPN型三極管，選取時(shí)應(yīng)注意VCE耐壓值要大于電源電壓值。電阻R2、R3為分壓電阻，以提供合適的電壓，輸出保護(hù)信號(hào)。利用熱敏電阻實(shí)現(xiàn)對(duì)溫度的檢測(cè)，將熱敏電阻放置在場(chǎng)效應(yīng)管的周?chē)?，通過(guò)一個(gè)分壓電阻連接在低電壓電源和地之間。當(dāng)溫度升高時(shí)，熱敏電阻阻值發(fā)生變化，和分壓電阻分壓產(chǎn)生保護(hù)信號(hào)輸出。產(chǎn)生的保護(hù)信號(hào)統(tǒng)一送到驅(qū)動(dòng)器的控制使能端，控制調(diào)制信號(hào)的產(chǎn)生，關(guān)閉開(kāi)關(guān)放大器，模塊進(jìn)入保護(hù)狀態(tài)，輸出保護(hù)指示。

圖6 電流檢測(cè)電路實(shí)現(xiàn)框圖Fig．6 Realization diagram of current detection circuit

2 高效數(shù)字音頻功率放大器的實(shí)現(xiàn)

根據(jù)上述優(yōu)化設(shè)計(jì)方案，研制開(kāi)發(fā)出一款高效數(shù)字音頻功率放大器的原理框圖如圖7所示（圖中僅示出一個(gè)通道）。

圖7 高效數(shù)字功率放大器實(shí)現(xiàn)原理框圖Fig．7 Realization principle diagram for efficient digital amplifier

采用兩個(gè)獨(dú)立的通道，可單獨(dú)、同時(shí)或橋接成一個(gè)通道完成信號(hào)的數(shù)字處理和功率放大。每個(gè)通道都可以在半橋、全橋工作模式下工作。開(kāi)關(guān)放大器的供電電壓為±120 V，前級(jí)數(shù)字處理部分的供電電壓為±15 V，驅(qū)動(dòng)部分的供電電壓為懸浮于-120 V的12 V的電壓。

輸入的模擬音頻信號(hào)經(jīng)隔離放大器進(jìn)行放大，同時(shí)進(jìn)行低通濾波。低通濾波器采用二階Butterworth低通濾波器，截止頻率37 kHz，3 dB帶寬22 kHz。濾波過(guò)后的信號(hào)與反饋回來(lái)的音頻信號(hào)一起送到誤差放大器進(jìn)行誤差放大，輸出放大的誤差音頻信號(hào)，音頻放大器和誤差放大器選用Harris公司的CA5470。將放大的誤差信號(hào)和載波信號(hào)送到脈寬調(diào)制器，進(jìn)行NBDD調(diào)制產(chǎn)生PWM信號(hào)。載波信號(hào)是由三角波發(fā)生器產(chǎn)生的高線(xiàn)性度的模擬三角波信號(hào)，頻率為230～280 kHz可調(diào)。反相器采用Harris公司的CA4069。PWM信號(hào)插入Dead-Time后送到浮動(dòng)電源和自舉相結(jié)合的美國(guó)IR公司開(kāi)發(fā)的IR2110驅(qū)動(dòng)器進(jìn)行預(yù)放大，放大了的PWM信號(hào)驅(qū)動(dòng)由場(chǎng)效應(yīng)管（選用IR公司的IRFP264N）組成的半橋開(kāi)關(guān)放大器進(jìn)行功率放大，輸出功率PWM信號(hào)，送到Butterworth低通濾波器還原出模擬音頻信號(hào)，同時(shí)被采樣作為反饋信號(hào)送到誤差放大器。

該音頻功率放大器各項(xiàng)技術(shù)指標(biāo)接近于世界專(zhuān)業(yè)功放水平，音質(zhì)接近模擬功放。半橋單通道輸出功率達(dá)到1 000W，橋接成全橋輸出功率達(dá)到2 000W，失真度優(yōu)于0．05%，信噪比大于110 dB，效率達(dá)到93%。

3 結(jié) 論

雙邊帶三電平自然采樣法脈寬調(diào)制技術(shù)的引入，提高了整機(jī)的失真度指標(biāo)，降低了低通濾波器設(shè)計(jì)階數(shù)、改善了信噪比；Dead-Time技術(shù)的引入減小了開(kāi)關(guān)放大器的串通損耗和漏源電容損耗，提高了整機(jī)效率；負(fù)反饋的引入減小了系統(tǒng)引入的非線(xiàn)性失真和噪聲。優(yōu)化設(shè)計(jì)后，大大提高了電源的利用率，數(shù)字功放功率更大、體積更小，音質(zhì)更加完美，相比模擬功放更具優(yōu)勢(shì)。

[1]朱高峰，吳黎明，王桂棠，等．D類(lèi)音頻功率放大器的關(guān)鍵技術(shù)[J]．聲學(xué)技術(shù)，2006，25（5）：452-454．

ZHU Gao-feng，WU Li-ming，WANG Gui-tang，et al．Key techniques of class D audio power amplifier[J]．Technical Acoustics，2006，25（5）：452-454．

[2]Kobayashi H，Hinrichs JM，Asbeck P M．Current mode class D power amplifiers for high efficiency RF application[J]．IEEE Transactions on Microwave Theory and techniques，2001，49（12）：2480-2485．

[3]Smedley KM， Cuk S．One-cycle controlofswitching converters[C]//．IEEE Power Electronies Specialists Conference，1991：1173-1180．

[4]Kazimierezuk MK， Szaraniec W．DC/DC converter with class D inverter and class E rectifier[J]．IEEE Transaction on Circuits and Systems，1990，1（1）：200-203．

[5]Martin J D．Theoretical efficiencies of elass D power amplifiers[J]．Proc．IEE， 1970，117（6）．

[6]應(yīng)建華，付增功，周歡歡．D類(lèi)音頻功率放大器中的死區(qū)控制電路設(shè)計(jì)[J]．華中科技大學(xué)學(xué)報(bào)：自然科學(xué)版，2008，36（10）：98-101．

YING Jian-hua，F(xiàn)U Zeng-gong，ZHOU Huan-huan．Design of dead time control circuit fora class D audio power amplifier[J]．Journal of Huazhong University of Science and Technology：Nature Science Edition，2008，36（10）：98-101．

[7]Lee JW， Lee J S， Lee G S，et al．A 2W BTL single-chip class-d power amplifier with very high efficiency for audio applications[J]．IEEE Transactions on Circuits and Systems，2000（5）：493-496．