黃 超，林維明

（福州大學(xué)電氣工程與自動化學(xué)院,福州 350108）

1 引言

現(xiàn)代電力電子技術(shù)中，功率因數(shù)校正已成為一個重要的研究方向。功率因數(shù)校正的目的就是糾正電網(wǎng)輸入電流波形，減少輸入電流畸變對電網(wǎng)的諧波污染從而提高開關(guān)電源性能并改善電網(wǎng)質(zhì)量。傳統(tǒng)的單相有源功率因數(shù)校正電路以硅整流橋作為前級，導(dǎo)通器件比較多，系統(tǒng)損耗始終包括兩個整流二極管帶來的通態(tài)損耗；在大功率和低壓輸入應(yīng)用場合，整流橋的通態(tài)損耗影響整機(jī)效率的提升[1]。

為了能夠進(jìn)一步改善前級PFC整流器的性能，越來越多研究者開始了無橋PFC電路拓?fù)涞难芯?，與傳統(tǒng)的硅整流橋單相APFC相比，無整流橋電路拓?fù)湓谌魏螘r(shí)刻都只有兩個功率半導(dǎo)體器件構(gòu)成主回路，導(dǎo)通損耗小，效率高。尤其在低壓大電流場合，無橋電路具有更高效率和更好發(fā)展前景。

單周期控制技術(shù)是一種不需要乘法器及不需要輸入電壓檢測的新穎功率因數(shù)控制方法，具有調(diào)制和控制的雙重功能。無論在穩(wěn)態(tài)還是暫態(tài)，都能保持受控量的平均值正比于控制參考信號，并且能在一個開關(guān)周期內(nèi)自動消除穩(wěn)態(tài)、瞬態(tài)誤差。單周期控制具有動態(tài)響應(yīng)快、魯棒性強(qiáng)和易于實(shí)現(xiàn)等優(yōu)點(diǎn)[2]，最后，本文通過一個基于單周期控制的雙向開關(guān)型無橋電路實(shí)驗(yàn)，分析并證實(shí)了單周期控制在無橋電路應(yīng)用中的優(yōu)越性。

2 雙向開關(guān)型無橋升壓整流電路

圖1 為一種雙向開關(guān)型無橋升壓整流電路，其中儲能電感L直接與輸入側(cè)連接，開關(guān)管S1，S2反向串聯(lián)并構(gòu)成雙向斬波開關(guān)，D1，D3為快恢復(fù)二極管，D2，D4為普通二極管，提供高頻及工頻續(xù)流通道。交流輸入側(cè)正半周（即圖中標(biāo)示方向）工作時(shí)，它通過電感 L，S1，S2體二極管及 D1，D4實(shí)現(xiàn)升壓變換，在負(fù)半周，它通過 L，S2，S1體二極管及 D2，D3實(shí)現(xiàn)變換?，F(xiàn)以交流輸入正半周工作為例進(jìn)行分析，其等效電路如圖2所示。由圖可知，該電路在任何時(shí)刻的工作狀態(tài)都等同于傳統(tǒng)橋式升壓整流電路。但同傳統(tǒng)升壓電路相比，該電路在任何時(shí)刻，其主回路僅有兩個半導(dǎo)體器件處于通態(tài)。因此與傳統(tǒng)的橋式PFC電路比較，該電路具有更小的導(dǎo)通損耗。

除了擁有無橋電路的導(dǎo)通損耗小的優(yōu)點(diǎn)，雙向開關(guān)型電路還擁有良好的EMC結(jié)構(gòu)。由于功率器件與大地之間存在雜散電容，當(dāng)開關(guān)管高頻動作時(shí)，各功率器件對大地的電位會出現(xiàn)規(guī)律變化，從而造成電容電位出現(xiàn)規(guī)律變化，由此產(chǎn)生的電流進(jìn)大地就形成了共模干擾?，F(xiàn)以傳統(tǒng)無橋電路和雙向開關(guān)型電路為例，分析比較兩者的共模干擾特性。圖3為雜散電容分布圖，正半周工作時(shí)，圖3（a）中C1，C4等點(diǎn)位，與C2的壓差為輸入電壓。與C5的壓差為輸出電壓，電磁兼容標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定的共模干擾信號的頻率是從150 kHz開始，輸出電壓和輸入電壓的頻率遠(yuǎn)低于共模干擾的頻率，因此電容C1，C2，C4，C5所產(chǎn)生的干擾信號可以忽略不計(jì)。電容C3電壓隨開關(guān)管S1的動作變化，其變化頻率等于開關(guān)頻率。此階段共模干擾主要是由C3對地的電壓變化引起的。圖3（b）的共模干擾與（a）類似。電容C3電壓隨開關(guān)管S1的動作變化，其變化頻率等于開關(guān)頻率。共模干擾主要是由C3對地的電壓變化引起的。負(fù)半周工作時(shí)，圖3（a）中C1和 C5等電位，與 C4的壓差為輸出電壓，與C2的壓差為輸入電壓，C3電壓隨開關(guān)管S2的動作變化，變化頻率等于開關(guān)頻率，是共模干擾的主要因素。圖3（b）中C3和C4等電位，與C5的壓差為輸出電壓。C1和C2的壓差為輸入電壓，C1和C2的電壓隨開關(guān)管S2動作變化，變化頻率等于開關(guān)頻率。因此，共模干擾主要由C1和C2共同造成。

通過上述分析比較，可知雙向開關(guān)型電路主要由C3引起共模干擾，輸入側(cè)雜散電容引起的干擾可以忽略不計(jì)，而傳統(tǒng)無橋電路盡管少了兩個二極管，但在負(fù)半周工作時(shí)，輸入側(cè)雜散電容C1與C2將導(dǎo)致較大的共模干擾。因此，雙向開關(guān)型電路較傳統(tǒng)無橋電路，其共模干擾得到了改善。

圖1 雙向開關(guān)型無橋拓?fù)?/p>

圖2 工作在輸入電源正半周時(shí)的等效電路

圖3 雜散電容分布圖

雙向開關(guān)型無橋電路的兩開關(guān)管可以采用半周互補(bǔ)工作，也可以采用同時(shí)通斷工作，既可以由一個PWM驅(qū)動信號簡化電路，也可以采用互補(bǔ)驅(qū)動方法減少驅(qū)動損耗。由于兩開關(guān)管源極不是直接與輸出側(cè)相連，因此若采用輸出負(fù)載側(cè)作為參考地，則兩開關(guān)管需外接脈沖變壓器或高速光耦進(jìn)行隔離驅(qū)動。若以兩開關(guān)的源極作為參考地，則該電路的輸入側(cè)存在高頻電壓脈動，導(dǎo)致嚴(yán)重的共模干擾。故此電路拓?fù)洳贿m于共源極為參考地的方案。若需要采用共源極為參考地，可將電路的二極管位置作出調(diào)整：D2改為快恢復(fù)二極管，D3改為普通二極管。改進(jìn)型雙向開關(guān)無橋電路的EMI特性不再詳細(xì)介紹。

3 單周期控制技術(shù)用于PFC功能的實(shí)現(xiàn)

單周期控制技術(shù)是上世紀(jì)90年代初發(fā)展起來的一種非線性大信號PWM控制理論。它通過控制開關(guān)的占空比，使每個開關(guān)周期中開關(guān)變量的平均值嚴(yán)格等于或正比于控制參考量[3]。單周期控制器主要包括時(shí)鐘發(fā)生器、觸發(fā)器、復(fù)位積分器和比較器，其中復(fù)位積分器是OCC的核心，其基本原理圖如圖4所示。

圖4 單周期控制的基本構(gòu)造

現(xiàn)以傳統(tǒng)升壓整流電路來分析OCC技術(shù)用于PFC功能的實(shí)現(xiàn)。在電感電流連續(xù)模式下，升壓變換的輸入輸出電壓關(guān)系：

其中Vin為輸入正半周的瞬時(shí)值，當(dāng)整流電路實(shí)現(xiàn)PF近似等于1時(shí)可將電路等效為一個電阻Re，則Vin可以由采樣的開關(guān)電流等效，設(shè)Rs為采樣電阻，則可以將上式變?yōu)?/p>

Vm在理論上是與Vo成比例的直流電壓，若占空比 d 可以滿足上述式（1）、（2）、（3），則可以保證電感電流與輸入電壓Vin一致，即電路實(shí)現(xiàn)PFC。設(shè)變換器的開關(guān)周期為T，在一個開關(guān)周期內(nèi)，構(gòu)造如下控制方程組：

其中占空比 d 由 V1（t）=V2（t）確定。根據(jù)圖 4 所示電路可知，單周期控制技術(shù)可以實(shí)現(xiàn)上述方程組的控制規(guī)律。其中復(fù)位積分器的積分常數(shù)應(yīng)等于開關(guān)周期T，積分器的輸出V1（t）連接到比較器的同相輸入端，積分器在開關(guān)周期開始時(shí)進(jìn)行積分，當(dāng)該值達(dá)到比較器反相輸入端開關(guān)變量參考信號V2（t）電平時(shí)，比較器輸出端改變狀態(tài)并復(fù)位RS觸發(fā)器，進(jìn)而復(fù)位積分器，該狀態(tài)保持到下個時(shí)鐘脈沖的到來。由此可知，當(dāng)前開關(guān)周期的占空比僅由當(dāng)前開關(guān)周期內(nèi)的開關(guān)變量平均值變化大小決定，而與前面的開關(guān)周期的狀態(tài)無關(guān)。故上個周期的誤差不會帶到下個周期，改善了系統(tǒng)的穩(wěn)定性[4,5]。

4 雙向開關(guān)型無橋電路的電流電壓檢測方法

實(shí)驗(yàn)采用以兩開關(guān)共源極為參考地的設(shè)計(jì)方案，電路的一個難點(diǎn)在于輸入電流的高頻信號采樣?，F(xiàn)討論電流采樣的兩種實(shí)現(xiàn)方式，第一種方法是通過在輸入側(cè)串聯(lián)電流互感器，由于交流側(cè)輸入含工頻，頻率較低，會導(dǎo)致所測得的輸入電流相位滯后，進(jìn)而使功率因數(shù)惡化，需另加相位補(bǔ)償電路，且由于電流雙向流動，需要進(jìn)行電流信號轉(zhuǎn)換，使磁復(fù)位電路的設(shè)計(jì)更加困難。第二種方法是在開關(guān)管源極和參考地間串聯(lián)無感檢測電阻；由于該拓?fù)涞拈_關(guān)電流是雙向流動的，因此不能直接檢測，必須增加一個信號轉(zhuǎn)換電路。針對IR1150S電流檢測為負(fù)電平輸入，可以采用一個負(fù)絕對值電路來實(shí)現(xiàn)信號轉(zhuǎn)換。電路如圖5所示，其中U3，U4為雙電源供電高速運(yùn)放。當(dāng)主電路電流方向從上往下時(shí)，U3檢測到正信號，由于D3的反向截止，使得U3不能實(shí)現(xiàn)反饋，進(jìn)入了非線性區(qū)，運(yùn)放輸出為高電平，但由于二極管D3而無法傳輸至Isense端，而U4檢測到負(fù)信號，此時(shí)D4為正向?qū)顟B(tài)，反饋系數(shù)為1，故U4實(shí)現(xiàn)了電壓跟隨；同樣，當(dāng)電流從下往上流動時(shí)，檢測的負(fù)信號通過運(yùn)放U3實(shí)現(xiàn)跟隨輸出。由于電流信號為開關(guān)頻率脈沖信號，通過傅立葉分解可知，U3，U4的速度越快，帶寬越寬，其電流跟隨越精確。故U3，U4應(yīng)為高速高帶寬運(yùn)放。本實(shí)驗(yàn)采用第二種方法，并選用NE5532P作為所需運(yùn)放。

圖5 電流檢測電路

本實(shí)驗(yàn)負(fù)載側(cè)為浮動輸出，最簡單的方法是直接通過一個低通濾波器濾除開關(guān)頻率信號，本實(shí)驗(yàn)為獲得精確的輸出電壓，采用運(yùn)放差分采樣得到輸出電壓信號，其運(yùn)放選用LM258，其電壓檢測方法不再詳細(xì)討論。

5 實(shí)驗(yàn)設(shè)計(jì)與結(jié)果

根據(jù)上面的分析，設(shè)計(jì)了一臺300 W的基于IR1150S芯片的雙向開關(guān)型高功率因數(shù)整流器。開關(guān)頻率為40 kHz，輸入電壓為AC 85-265 V，頻率50 Hz，輸出 385 V。 主開關(guān)管 S1，S2采用 2SK3569，D1，D2采用MUR860快恢復(fù)二極管。圖6為主電路與控制芯片的簡單連接示意圖。具體設(shè)計(jì)參數(shù)不再詳細(xì)介紹。圖7為控制芯片的驅(qū)動波形，實(shí)際中可通過外接一級圖騰柱驅(qū)動電路來提高電路穩(wěn)定性和抗干擾能力。圖8為220 V輸入300 W的電壓電流試驗(yàn)波形，可以看出輸入電流和輸入電壓基本保持同相位，且?guī)缀鯙橥暾也?，表明輸入電流能很好地跟蹤輸入電壓?/p>

圖6 主電路與控制芯片的簡單示意圖

圖7 控制芯片驅(qū)動波形

圖8 輸入電壓與輸入電流波形

6 結(jié)論

本文研究了一種基于IR1150S的單相雙向開關(guān)型無橋升壓整流器。該整流器在任一運(yùn)行時(shí)刻，功率級主回路中只有兩個半導(dǎo)體器件，因此導(dǎo)通損耗較小，此外還擁有良好的EMC結(jié)構(gòu)。本文針對該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)引進(jìn)后沿調(diào)制的單周期控制，無需檢測輸入電壓，僅需采樣開關(guān)電流便能夠?qū)崿F(xiàn)功率因數(shù)校正。其檢測電路和控制電路簡單，易于實(shí)現(xiàn)且可靠性好。試驗(yàn)結(jié)果表明恒頻單周期控制是一種電感電流連續(xù)模式的PFC控制方法，可以很好的實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正，在無橋電路應(yīng)用上具有優(yōu)越性。

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