(中國西南電子技術(shù)研究所，成都 610036)

1 引 言

GMSK等恒包絡(luò)調(diào)制信號具有相位連續(xù)、碼元交替時載波相位不會產(chǎn)生大的突變、主瓣外的信號功率衰減速度很快、中頻信號帶寬窄等特點，同時這類信號可采用效率較高的非線性放大器(效率高于75%)，不會使發(fā)射信號頻帶增大[1]。信號頻譜擴展可以降低其功率譜密度，提高抗多徑干擾能力，增強信號的隱蔽性，降低被截獲及檢測概率，因而在通信領(lǐng)域得到了廣泛應(yīng)用。目前，擴頻調(diào)制中BPSK、QPSK等實現(xiàn)簡單，因此應(yīng)用較多。雖然GMSK相對BPSK解調(diào)解擴性能惡化超過1 dB以上[2]，但是由于GMSK具有更低的通道間干擾、更高的頻帶利用率等優(yōu)點，因而在特定的民用、軍事通信領(lǐng)域也得到了廣泛的應(yīng)用，美軍JTIDS系統(tǒng)使用的戰(zhàn)術(shù)數(shù)據(jù)鏈Link16、美軍的增強型定位報告系統(tǒng)(EPLRS)等都使用了這種調(diào)制方式。

GMSK擴頻體制目前主要包含直接序列擴頻和軟擴頻兩種方式。軟擴頻技術(shù)是近些年從直接序列擴頻技術(shù)與編碼技術(shù)相結(jié)合而發(fā)展起來的一種擴頻技術(shù)，主要是應(yīng)用于頻帶受限而數(shù)據(jù)率又要求較高的通信系統(tǒng)中，如短時突發(fā)通信等[3]。目前，對于直接序列擴頻信號的解擴解調(diào)研究較多，文獻(xiàn)[4]介紹了對MSK直擴信號進(jìn)行解調(diào)和解擴的研究，需要比較復(fù)雜的擴頻碼的捕獲、跟蹤、同步等技術(shù)；GMSK軟擴頻調(diào)制的解擴和解調(diào)多采用聲表面波(SAW)匹配濾波器方案[5]，不僅成本較高、體積較大，且抗寬溫特性及抗振動性等參數(shù)也較差，不利于大規(guī)模批量產(chǎn)品的生產(chǎn)，本文則采用中頻數(shù)字化處理的方案。

2 GMSK軟擴頻信號的解調(diào)解擴方法

文獻(xiàn)[6]介紹了采用聲表面波器件完成MSK擴頻調(diào)制、解擴解調(diào)的方案，接收到的中頻信號經(jīng)過聲表面波MSK匹配濾波器完成MSK擴頻信號的解擴得到中頻相關(guān)峰，然后通過中頻相關(guān)峰的差分解調(diào)方式恢復(fù)信息。本文采用的是中頻信號數(shù)字化處理方案完成對GMSK軟擴頻信號的解調(diào)和解擴，取代傳統(tǒng)的SAW匹配濾波器方案。由于數(shù)字化處理方案與信號格式有關(guān)，為描述GMSK擴頻信號解調(diào)解擴的原理，在此采用如圖1所示的簡化的信號格式。

圖1 GMSK擴頻調(diào)制簡化信號幀格式Fig.1 Simplified frame format of tamed spread spectrum GMSK

如圖1所示，相鄰兩字符間距是13 μs，字符脈沖寬度是6.4 μs。P1～P8為幀同步脈沖，可以看作8 bit巴可碼信息“10111000”。巴可碼的“0”為DS1原碼，巴可碼的“1”為DS1反碼。P9～P39為31個字符，每個字符脈沖代表5 bit信息。DSi為擴頻碼原碼循環(huán)移位代表所傳輸?shù)? bit信息(這里擴頻方式是(32,5)的軟擴頻)。

同步頭及信息調(diào)制采用的是“PAM+GMSK”調(diào)制方式。突發(fā)GMSK擴頻調(diào)制的框圖如圖2所示。

圖2 GMSK擴頻調(diào)制實現(xiàn)框圖Fig.2 Block diagram of GMSK spread spectrum modulation

GMSK軟擴頻調(diào)制信號的解調(diào)解擴中頻數(shù)字化處理可采用基帶解調(diào)相關(guān)法和中頻直接相關(guān)法兩種方式進(jìn)行，前者首先進(jìn)行GMSK解調(diào)，然后進(jìn)行基帶相關(guān)解擴；后者不進(jìn)行解調(diào)，直接進(jìn)行中頻或者零中頻相關(guān)解擴。

由文獻(xiàn)[5-7]可知，中頻直接相關(guān)的結(jié)構(gòu)簡單，設(shè)計時可以將包含64位的GMSK調(diào)制信息的本地相關(guān)序列事先存儲在FPGA內(nèi)部ram中。而中頻直接相關(guān)法的最大問題是資源問題，需要64×9個多位數(shù)乘法器，對FPGA的選型要求比較高，資源消耗很大，且相關(guān)峰的大小受中頻信號的強弱成線性關(guān)系，受發(fā)射與接收的頻差、相差影響而造成相關(guān)峰值有一定的起伏；而基帶解調(diào)相關(guān)法是先解調(diào)再解擴的方法，如果采用Cordic算法則相關(guān)峰的大小與中頻信號的強弱沒有關(guān)系，便于判決門限設(shè)置，且不受發(fā)射與接收的頻差、相差影響，并且解調(diào)后的基帶信號相關(guān)時本地序列都是±1，則可以采用加法器即可完成相關(guān)運算，對FPGA選型要求不高。

兩種方法效果在信噪比5 dB以上差別不大，在5 dB以下時中頻直接相關(guān)的效果明顯好于解調(diào)相關(guān)的結(jié)果；如果靈敏度下信噪比超過5 dB，綜合成本和性能考慮，可采用的是基帶解調(diào)相關(guān)法。

3 算法設(shè)計與實現(xiàn)

根據(jù)中頻直接相關(guān)法和基帶解調(diào)相關(guān)法兩種方法進(jìn)行了算法仿真和對比，最終確定采用基帶解調(diào)相關(guān)法，其處理終端的GMSK解擴解調(diào)部分的結(jié)構(gòu)圖如圖3所示。AD器件選用高速、低功耗、高SNR、高SFDR的AD9236，F(xiàn)PGA是Altera公司的性價比高、Cyclone II系列的EP2C35，其包含33 216個LE(每個LE有1個4輸入查找表和1個多功能寄存器)、105個4 kbit的RAM塊、35個18×18專用乘法器(這里配置成70個9×9的乘法器)、4個PLL、最大475個I/O等。圖3中信號中心頻率為78.75 MHz，A/D采樣時鐘取45 MHz，相對于1個擴頻碼符號9個采樣點，所有信號處理都是在同一塊FPGA內(nèi)實現(xiàn)。

圖3 處理終端GMSK解擴解調(diào)結(jié)構(gòu)框圖Fig.3 Block diagram of signal processing terminal for tamed spread spectrum GMSK

3.1 GMSK解擴

GMSK擴頻信號經(jīng)Cordic算法差分解調(diào)后的瞬時頻率基帶信號與本地基帶信號進(jìn)行相關(guān)解擴處理(32位擴頻碼，每個碼9個樣點)，如圖4所示。

圖4 GMSK解擴結(jié)構(gòu)框圖Fig.4 Block diagram of demodulation and despread for tamed spread spectrum GMSK

對于幀頭采用的是包含32個偽隨機碼的相關(guān)器，由圖可知需要8×32+31=287個加法器，而實現(xiàn)時根據(jù)其結(jié)構(gòu)特點可以繼續(xù)簡化，下面進(jìn)行推導(dǎo)：

如圖4所示，當(dāng)前0時刻對應(yīng)的相關(guān)結(jié)果Y為

Y(i)=[f(i+287)+f(i+286)+…+f(i+279)]×

code1+[f(i+278)+f(i+277)+…+f(i+270)]×

code2+…+[f(i+8)+f(i+7)+…+f(i)]×

code32=a1×code1+a2×code2+…+a32×code32

(1)

第k個時刻的相關(guān)結(jié)果Y為

Y(i+k)=[f(i+k+287)+f(i+k+286)+…+

f(i+k+279)]×code1+[f(i+k+278)+

f(i+k+277)+…+f(i+k+270)]×code2+…+

[f(i+k+8)+f(i+k+7)+…+f(i+k)]×

code32=b1×code1+b2×code2+…+b32×code32

(2)

由式(2)，b1于b2正好相差9個樣點，b2和b3、…、b31和b32都是相差9個樣點， 所以實現(xiàn)時采用如圖5的結(jié)構(gòu)。

采用如圖5的設(shè)計實現(xiàn)框圖，只需要8+31=39個加法器，從而可以比圖4的改進(jìn)結(jié)構(gòu)再節(jié)省86%的加法器資源。

圖5 32位相關(guān)器的實現(xiàn)框圖Fig.5 Block diagram of realizing 32bit correlation

3.2 幀頭判決

根據(jù)圖1的簡化信號格式，幀頭P1～P8為幀同步，表示的信息是8位巴克碼0xB8，即使在同步頭的8個脈沖丟失2個也能很好地進(jìn)行幀同步。幀頭相關(guān)峰是將解擴相關(guān)峰進(jìn)行再次相關(guān)運算得到的結(jié)果，如圖6。由于幀頭的8個解擴相關(guān)峰間隔是13 μs(用45 MHz時鐘對應(yīng)是585個時鐘周期)，所以采用了4 095級移位存儲器實現(xiàn)。幀頭判決如圖7所示。

幀頭判決采用的是包含32位隨機碼的相關(guān)器，當(dāng)判斷到幀頭時馬上切換成包含2個32位隨機碼的相關(guān)器得到信息相關(guān)峰。

圖6 幀頭相關(guān)峰實現(xiàn)結(jié)構(gòu)圖Fig.6 Block diagram of realizing frame detection

圖7 幀頭判決示意圖Fig.7 Schematic diagrams of frame detection

4 影響解調(diào)解擴性能分析

在仿真及實際信號處理過程中，發(fā)現(xiàn)影響GMSK軟擴頻調(diào)制信號的解擴解調(diào)性能的因素包括信噪比、相關(guān)器形式、幀頭位置判決等，其中主要因素是信號的信噪比情況，當(dāng)信噪比低于5 dB后會出現(xiàn)誤碼率急劇增大的現(xiàn)象。從實際效果看，較低的信噪比、AD位數(shù)截取等可能造成相關(guān)峰值起伏以及位置波動并造成信息幀頭位置波動，幀頭位置波動較大再加上信息位置相關(guān)峰波動很可能造成信息誤判，需要對相關(guān)峰進(jìn)行一定的平滑處理。

本文采用64位相關(guān)器雖然可以節(jié)省不少硬件資源，但由于仍然是32位的偽隨機碼，所以64位相關(guān)性能會下降，尤其是在信噪比較低的情況下，圖8是在信噪比為10 dB時采用64位相關(guān)與32位相關(guān)的性能對比。

圖8 64位與32位相關(guān)性能對比Fig.8 Performance comparison between 64bit correlation and 32bit correlation

需要說明的是，采用數(shù)字化改進(jìn)方案后，其系統(tǒng)誤碼率性能比采用SAW匹配濾波器的方案稍好，射頻信號靈敏度可以提高2 dB左右，優(yōu)于-99 dBm，且系統(tǒng)更穩(wěn)定，尤其是在環(huán)境溫度試驗中。

5 結(jié)束語

本文以某工程指令接收設(shè)備為背景介紹了突發(fā)GMSK軟擴頻信號的解擴解調(diào)原理，重點分析了GMSK擴頻信號解擴解調(diào)的兩種方法并進(jìn)行了對比。在設(shè)計實現(xiàn)時通過改進(jìn)算法從而節(jié)省了FPGA器件資源，并介紹了幀頭判決的方法。該算法在硬件中得到了實現(xiàn)和實際驗證，結(jié)果表明優(yōu)于要求的技術(shù)指標(biāo)。筆者認(rèn)為還存在繼續(xù)優(yōu)化以及性能提高的空間：隨著大容量FPGA性價比不斷提升，可采用中頻直接相關(guān)法從而得到更好的靈敏度指標(biāo)；通過完善信號格式在解調(diào)解擴中能夠進(jìn)行相干解調(diào)解擴[8]，也可以提高系統(tǒng)誤碼性能。

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