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        8 mm脈沖磁控管測云雷達測速多普勒化*

        2010-09-26 09:06:16
        電訊技術(shù) 2010年9期
        關(guān)鍵詞:磁控管多普勒脈沖

        (成都信息工程學(xué)院 電子工程學(xué)院,成都 610225)

        1 引 言

        國內(nèi)新一代天氣雷達主要以測量降水為主,測云雷達成為近幾年新型天氣雷達研究的熱點。國內(nèi)近3年研制成功的8 mm全相參測云雷達,其發(fā)射機均利用昂貴的行波管放大器[1]。相比較而言,磁控管的優(yōu)點明顯:8 mm行波管的發(fā)射功率為600 W,而8 mm磁控管的發(fā)射功率可達為12 kW,其價格為行波管的1/5左右。因此,對脈沖磁控管測云雷達測速多普勒化研究與實現(xiàn)就具有重要的社會現(xiàn)實經(jīng)濟意義。在8 mm磁控管測云雷達的研制過程中,為了獲得準確的速度回波圖產(chǎn)品,必須克服磁控管頻率不穩(wěn)定問題,需要對發(fā)射脈沖樣本采樣到接收機進行接收相參處理。

        非相參雷達的穩(wěn)定技術(shù)主要包括自動頻率控制(AFC)與接收相參處理兩大技術(shù)。在自動頻率控制方面,一種相位注入鎖定技術(shù)[2-4]用來克服這種不穩(wěn)定的問題,在磁控管點火前瞬間時刻,給磁控管注入一個高功率的相參信號。磁控管末級發(fā)射時腔體的自然諧振頻率稱為“冷頻”,發(fā)射時的頻率稱為“熱頻”。文獻[2,5]中所述的冷熱跟蹤頻率穩(wěn)定技術(shù),系統(tǒng)利用磁控管的“冷頻”來頂置本振頻率。美國SIGMET公司研制生產(chǎn)的天氣雷達信號處理器RVP8[6]是在接收機中完成AFC,由發(fā)射機發(fā)射樣本信號及中頻的本地振蕩器構(gòu)成一個自動頻率控制環(huán)路,本地振蕩器跟隨發(fā)射信號變化。

        在接收相參處理技術(shù)方面,文獻[7]提出了一種簡單的采用樣本信號相位對回波信號相位相減方法。最早由萬山虎[8]提出的幅相聯(lián)合算法是一種性能良好的實現(xiàn)測速多普勒化技術(shù)。這些方法的相位信息都是由零中頻回波IQ信號與發(fā)射樣本IQ信號進行復(fù)卷積提取。文獻[8]的幅度信息由回波包絡(luò)與發(fā)射樣本包絡(luò)歸一化提取,文獻[9]的幅度信息由正常視頻經(jīng)放大、限幅及積累后提取,文獻[10] 的幅度信息由零中頻回波IQ信號與發(fā)射樣本IQ信號進行復(fù)相關(guān)運算,再與樣本自相關(guān)歸一化后提取。

        文獻[11]對各種算法的評述結(jié)論是:某低空磁控管脈沖雷達AFC精度為±16.7 kHz, 論證表明選擇文獻[10]的幅相聯(lián)合算法,并用DSP實現(xiàn)其硬件電路,具有最佳的性能價格比。然而,8 mm測云雷達經(jīng)過AFC控制后的脈間頻率在中頻段變化范圍為±2 MHz,脈內(nèi)頻率有500 kHz跳動范圍。本文提出了一種改進的適合于測云雷達接收相參處理算法,該算法已經(jīng)在該雷達中實際應(yīng)用,觀察到回波速度圖效果明顯。

        本文中的符號約定:τ為脈沖寬度,ωd為多普勒頻率,Kr為接收機增益,Tr為延時,a為脈內(nèi)寄生調(diào)頻系數(shù),at2為脈內(nèi)寄生調(diào)頻,A為發(fā)射信號的振幅,B為氣象目標強度信息,φ0為發(fā)射信號初始隨機相位,φl為本地振蕩器輸出信號初始相位,Kt為發(fā)射樣本中頻復(fù)信號通道增益。

        2 測速多普勒化算法

        2.1 算法設(shè)計

        本文改進的接收相參處理算法,幅度信息提取方法不同于以往的方法,從回波數(shù)字下變頻經(jīng)低通濾波器后直接提取。這樣保留了回波強度信息,減少了運算量,便于實時處理實現(xiàn),同時低通濾波器可提高信號的信噪比。相位信息由零中頻回波IQ信號與發(fā)射樣本IQ信號進行復(fù)卷積提取。此外,由于發(fā)射脈沖頻率跳動大,本文還提出了由樣本自卷積進行校正方法。算法的原理框圖如圖1所示。

        圖1 測云雷達測速多普勒化算法原理框圖

        發(fā)射樣本零中頻復(fù)信號為

        uBurst=Aktexp{[j[Δωt+at2+φl-φ0)]},0≤t<τ

        (1)

        回波零中頻復(fù)信號為

        uIF=BAKrexp{j[Δω(t-Tr)-ωd(t-Tr)+

        a(t-Tr)2+ωlTr+φl-φ0)]},

        Tr≤t<τ+Tr

        (2)

        則兩信號復(fù)卷積運算為

        BKrKtA2(τ-|t-Tr-τ|)·

        exp{j[ωlTr-(t-Tr)ωd/2]}×

        sinc{[Δω+a(t-Tr)-ωd/2]·

        (τ-|t-Tr-τ|)}

        (3)

        式中,Tr≤t≤Tr+2τ。

        發(fā)射樣本自卷積為

        (4)

        因為Δω變化范圍為±2 MHz,在一個徑向內(nèi)Δωt變化范圍大,sinc函數(shù)會以正負變化向式(3)附加一個0°或180°相位, 式(3) 除以式(4)便可消除這種影響,則:

        Phase(t)=B[(τ-|t-Tr-τ|)/t]·

        exp{j[ωlTr-(t-Tr)ωd/2]}×

        sinc{[Δω+a(t-Tr)-ωd/2]·

        (τ-|t-Tr-τ|)/t}/sinc[(Δω+at)t]

        (5)

        相位信息由式(5)提取,幅度信息從回波數(shù)字下變頻經(jīng)低通濾波器后直接提取,合成一個新的幅相聯(lián)合信號:

        uAP(t)=Bkr/Ktexp{j[ωlTr-(t-Tr)ωd/2]},
        Tr≤t≤Tr+2τ

        (6)

        2.2 算法仿真

        仿真條件:脈沖重復(fù)頻率為1 600 Hz,脈間頻率抖動為2 MHz,脈內(nèi)寄生調(diào)頻系為6×107。6個氣象目標的強度與多普勒頻率見表1。

        表1 仿真目標的參數(shù)

        運用樣本信號與回波信號進行本文算法處理,再運用脈沖對法或者FFT法計算出在距離庫不同位置上的6個氣象目標的多普勒頻率值,如圖2所示。

        圖2 脈沖對法提取目標的多普勒頻率

        表2是算法處理后經(jīng)脈沖對法提取的多普勒頻率與真實頻率對比得到的誤差,由表2可知誤差不超過4 Hz。

        表2 算法處理后頻率誤差

        2.3 算法實現(xiàn)

        該算法在FPGA設(shè)計實現(xiàn),幅度及相位提取采用工作在向量模式的CORDIC算法,如圖3所示。13級流水線的設(shè)計方法,可以實現(xiàn)高精確的反正切及開平方等運算。圖中DSU-I′和DSU-Q′是回波與樣本復(fù)卷積運算輸出的復(fù)信號,CORDIC對該復(fù)信號提取相位輸出為14位的arctan(DSU-Q′/DSU-I′)反正切函數(shù)相位值。由這14位相位值作為正余弦函數(shù)查找表的輸入地址,輸出新的IQ值。幅度提取CORDIC模塊輸入為回波數(shù)字下變頻低通濾波后通道的IQ信號,這樣得到強度值為原回波的1.646 76倍。相參處理前后強度取對數(shù)后相差一個常數(shù),可在雷達信號處理器中進行標定。

        圖3 幅度及相位提取框圖

        因復(fù)卷積器需要大量的乘法器,利用直接FIR結(jié)構(gòu)會導(dǎo)致FPGA硬件資源不夠。直接FIR結(jié)構(gòu)的硬件使用情況為:9位的DSP乘法器資源用了448個,查找表使用了6 549個單元,邏輯寄存器使用了21 401個單元。利用高速緩存的思想,一個卷積單元只需要一個乘累加器完成直接FIR結(jié)構(gòu)運算。優(yōu)化后的卷積硬件結(jié)構(gòu)如圖4所示。優(yōu)化后使用9位的DSP乘法器為64個,查找表使用了3 507個單元,邏輯寄存器為3 898個單元。算法硬件資源需求優(yōu)化情況為:9位的DSP乘法器減少使用了384個,查找表減少使用了3 042個,邏輯寄存器減少使用了17 503個。

        圖4 復(fù)卷積器優(yōu)化后的硬件結(jié)構(gòu)

        3 算法的測試

        3.1 算法在雷達系統(tǒng)級中的測試

        測試平臺如圖5所示。由信號發(fā)生器產(chǎn)生兩路正弦信號,回波的多普勒頻率由回波通道信號頻率與樣本頻率偏離值模擬,兩路信號通過數(shù)字中頻及多普勒化算法單元,由雷達信號處理終端反演成速度并顯示。

        圖5 算法測試平臺

        3.1.1多普勒測速范圍測試

        硬件定時器產(chǎn)生1 000 Hz的脈沖重復(fù)頻率,樣本通道信號的頻率為59 MHz,幅度為0 dBm;回波通道信號的幅度為-20 dBm?;夭ㄍǖ佬盘栴l率與樣本頻率偏離值為-496~500 Hz,顯示終端顯示的速度值與公式(7)理論計算值一致。

        V=λf/2

        (7)

        式中,V為速度,λ為波長,f為多普勒頻率。

        3.1.2回波強度對多普勒測速精度影響測試

        樣本通道信號的頻率為61 MHz,幅度為0 dBm,回波通道信號與樣本通道信號的頻率頻偏為200 Hz?;夭ㄍǖ佬盘柗戎禐?76~6 dBm,顯示終端顯示的速度值與公式(7)理論計算值一致。

        3.2 算法在實際雷達中的應(yīng)用

        3.2.1目標為地物雜波

        圖6是雷達低仰角掃描地物雜波,用地物雜波進行算法測試的結(jié)果。其中,(a)、(b)兩個回波圖為2010年3月4日08:44:10未經(jīng)本文算法處理得到的回波圖,(c)、(d)兩個回波圖為2010年3月4日08:45:31由本文算法處理得到的回波圖;(a)、(c)和(b)、(d)分別為強度及速度PPI回波圖。對比速度圖可知,地物雜波未經(jīng)算法處理的速度圖雜亂,經(jīng)算法處理后得到的速度圖在零值附近分布,符合實際情況。

        圖6 地物雜波回波圖

        3.2.2目標為氣象目標

        圖 7是雷達高仰角掃描云體目標,用氣象體目標進行算法測試。其中,(a)、(b)兩個回波圖為2010年3月4日18:32:09未經(jīng)本文算法處理得到的回波圖,(c)、(d)兩個回波圖為2010年3月4日18:29:22由本文算法處理得到的回波圖。(a)、(c)和(b)、(d)分別為強度及速度PPI回波圖。對比速度圖可知,未經(jīng)算法處理的速度圖雜亂,經(jīng)算法處理后得到的速度圖呈牛眼形狀,清晰可見。

        圖7 云體目標回波圖

        4 結(jié)束語

        毫米波頻段脈沖磁控管頻率抖動范圍遠大于X、S、C頻段磁控管,本文設(shè)計并實現(xiàn)了一種能適用于國內(nèi)第一套8 mm磁控管測云雷達系統(tǒng)的接收相參處理算法,使磁控管測云雷達具有了全相參雷達的多普勒測速功能,擴展了接收相參處理技術(shù)在毫米波氣象雷達的應(yīng)用。仿真結(jié)果表明了算法的有效性,由多普勒測速范圍測試及回波強度對多普勒測速精度影響的測試結(jié)果證明了算法的正確性,在實際雷達業(yè)務(wù)運行觀測中得到回波速度圖效果明顯,達到了測云雷達的測速要求。與國內(nèi)近3年研制成功的全相參毫米波測云雷達相比,本文的研究內(nèi)容使毫米波測云雷達具有了發(fā)射功率大、造價低等優(yōu)點。

        5 致 謝

        一臺新型雷達的研制成功,凝集了許許多多研究人員的智慧和心血。感謝大氣探測重點實驗室史朝老師、姚振東教授、李學(xué)華老師對本文算法設(shè)計過程提出的寶貴意見和建議,感謝成都遠望科技有限公司的謝承華、王文明、羅繼成等3位工程師在算法調(diào)試過程中的幫助,最后特別感謝成都錦江電器有限公司工作人員在測云雷達系統(tǒng)調(diào)試中給予的熱情幫助。

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