阮會 李帆

（中國船舶重工集團公司第712研究所， 武漢430064)

近年來隨著電壓等級的不斷上升，傳統(tǒng)的兩電平逆變器，甚至三電平逆變器已經(jīng)不能滿足元器件耐壓及絕緣等方面的要求，更高電平數(shù)的逆變器得到了越來越廣泛的應(yīng)用。而由于二極管箝位式多電平逆變器存在著直流側(cè)電容電壓平衡問題[1，2]，三電平以上的多電平逆變器主要以H橋形式為主。本文提出了一種新型的H橋式五電平逆變器，分析了其工作原理并得出了其直流側(cè)電容電壓平衡控制策略。

1 拓撲結(jié)構(gòu)及工作原理

該H橋式逆變器單橋臂的拓撲結(jié)構(gòu)見圖1。

其工作原理如下：設(shè)電流如圖 1所示的方向為正。

則當(dāng)電流為正時，開通 IGBT1，保持IGBT2關(guān)斷。

① 開通SCR1、SCR7，輸出電壓為V5；同時開通 SCR5、SCR9，將 Vout箝位至 V4。

② 開通 SCR5，輸出電壓為 V4；同時開通SCR3，將Vout箝位至V3。

③ 開通 SCR7，輸出電壓為 V3；同時開通SCR9，將Vout箝位至V2。

④ 關(guān)斷所有SCR時，IGBT1自動在V2、V1間進行PWM調(diào)制。

當(dāng)電流為負時，開通 IGBT2，保持 IGBT1關(guān)斷。

① 開通SCR4、SCR10，將Vout接至 V1；同時開通SCR6、SCR8，將Vout箝位至V2。

② 開通 SCR6，將 Vout接至 V2；同時開通SCR2，將Vout箝位至V3。

③ 開通 SCR10，將 Vout接至 V3；同時開通SCR8，將Vout箝位至V4。

④ 關(guān)斷所有SCR時，IGBT2自動在V4、V5間進行PWM調(diào)制。

圖2為該型逆變器一個橋臂工作時輸出的電壓波形圖。

圖3和圖4為工作時IGBT上的電壓波形圖。

2 各開關(guān)狀態(tài)對直流側(cè)電容電壓的影響[3，4，5]

直流側(cè)電容電壓的平衡問題是除了帶獨立電源型的逆變器外，每一種多電平逆變器拓撲結(jié)構(gòu)都要面對的一個問題。即使是飛跨電容型逆變器和H橋式也必須通過合適的冗余狀態(tài)的選擇來解決該問題。

圖1 新型H橋式五電平逆變器單橋臂拓撲結(jié)構(gòu)

圖2 輸出電壓波形

圖3 IGBT1上的電壓波形

圖4 IGBT2上的電壓波形

當(dāng)直流側(cè)電容電壓不平衡時，會導(dǎo)致一些電容電壓上升，一些電容電壓下降，使輸出電壓的諧波分量增大。如果在控制中不采取相應(yīng)的措施而任由其發(fā)展，會導(dǎo)致電平數(shù)目的退化，嚴重的甚至?xí)舸┕β势骷Ｒ虼酥绷鱾?cè)電容電壓平衡問題是多電平逆變器控制中必須要考慮的一個非常重要的問題。本節(jié)將詳細分析該型逆變器每一種輸出電壓下各開關(guān)狀態(tài)對電容電壓的影響，以得出其控制策略。

將五電平逆變器的輸出電壓按電壓等級分為四個區(qū)間，分別為：0-E、E-2E、2E-3E、3E-4E。下面分別對其分析，得出各開關(guān)狀態(tài)對電容電壓的影響。

2.1 輸出電壓在0-E之間變化

當(dāng)輸出電壓在0-E之間變化時，總共有四種輸出狀態(tài)：分別為 AV2對 BV1、AV3對 BV2、AV4對BV3、AV5對BV4。

當(dāng)AV2對BV1時，若電流為正，有兩種開通方式：

① 保持IGBT4開通，IGBT1進行PWM調(diào)制。當(dāng) IGBT1開通時，輸出電壓為 E，相當(dāng)于V2對V1充電，V2電位降低；當(dāng)IGBT1關(guān)斷時，輸出電壓為0。

② 保持IGBT1開通，IGBT4進行PWM調(diào)制。當(dāng) IGBT4開通時，輸出電壓為 E，相當(dāng)于V2對V1充電，V2電位降低；當(dāng)IGBT4關(guān)斷時，輸出電壓為0。

若電流為負，也有兩種開通方式：

① 保持IGBT2開通，IGBT3進行PWM調(diào)制。當(dāng) IGBT3開通時，輸出電壓為-E，相當(dāng)于V2對V1充電，V2電位降低。當(dāng)IGBT3關(guān)斷時，輸出電壓為0。

② 保持IGBT3開通，IGBT2進行PWM調(diào)制。當(dāng) IGBT2開通時，輸出電壓為-E，相當(dāng)于V2對V1充電，V2電位降低。當(dāng)IGBT2關(guān)斷時，輸出電壓為0。

同理，可以得出AV3對BV2時，相當(dāng)于V3對 V2充電，V3電位下降，V2電位升高；AV4對BV3時，相當(dāng)于V4對V3充電，V4電位下降，V3電位升高；AV5對BV4時，相當(dāng)于V5對V4充電，V5電位下降，V4電位升高。

綜上所述：當(dāng)所需輸出電壓不大，在0-E之間變化時，總是處于高電位的電容對處于相鄰低電位的電容進行充電，導(dǎo)致Vn+1下降，Vn上升。如表1所示。

表1 當(dāng)輸出電壓為0-E之間時開關(guān)狀態(tài)對各電位的影響

從表1中可以看出，如果所需輸出電壓一直保持在0-E之間，則只需要輪流使用四種輸出狀態(tài)，即可保持電容電壓的平衡。

2.2 輸出電壓在E-2E之間變化

當(dāng)輸出電壓在 E-2E之間變化時，總共有三種輸出狀態(tài)，分別為：AV3對BV1、AV4對BV2、AV5對BV3。

當(dāng) AV3對 BV1時，若電流為正，有兩種開通方式：

① 保持IGBT4開通，IGBT1進行PWM調(diào)制，當(dāng) IGBT1開通時，輸出電壓為 2E，相當(dāng)于V3對V1充電。V3電位降低；當(dāng)IGBT1關(guān)斷時，電路箝位到 AV2，輸出電壓為 E，相當(dāng)于 V2對V1充電。V2電位降低。

② 保持IGBT1開通，IGBT4進行PWM調(diào)制，當(dāng) IGBT4開通時，輸出電壓為 2E，相當(dāng)于V3對V1充電。V3電位降低；當(dāng)IGBT4關(guān)斷時，電位箝位到 BV2，輸出電壓為 E，相當(dāng)于 V3對V2充電。V3電位降低，V2電位升高。

若電流為負，也有兩種開通方式：

① 保持IGBT2開通，IGBT3進行PWM調(diào)制。當(dāng) IGBT3開通時，輸出電壓為-2E，相當(dāng)于V3對V1充電。V3電位降低。當(dāng)IGBT3關(guān)斷時，電路箝位到 BV2，輸出電壓為-E，相當(dāng)于 V2對V1充電。V2電位降低。

② 保持IGBT3開通，IGBT2進行PWM調(diào)制。當(dāng) IGBT2開通時，輸出電壓為-2E，相當(dāng)于V3對V1充電。V3電位降低。當(dāng)IGBT2關(guān)斷時，電路箝位到 AV2，輸出電壓為-E，相當(dāng)于 V3對V2充電。V3電位降低, V2電位升高。

同理，當(dāng)AV4對BV2時也對應(yīng)著兩種開通狀態(tài)，其實質(zhì)分別為：V4、 V3分別對 V2充電以及V4分別對V2、V3充電；AV5對BV3時的兩種開通狀態(tài)的實質(zhì)分別為：V5、 V4分別對V3充電以及V5分別對V3、V4充電。

綜上所述，當(dāng)所需輸出電壓位于 E-2E區(qū)間時，如只選擇一種輸出方式，則Vn+1電位一定下降，Vn-1電位一定上升，Vn的電位變化視負載情況而定，但總的來說可以對Vn的電位作一定的補償。如表2所示。

表2 當(dāng)輸出電壓為E-2E之間時開關(guān)狀態(tài)對各電位的影響

如果綜合使用三種輸出方式，只要選擇合理，則一定可以實現(xiàn)電容電壓的平衡控制。

2.3 輸出電壓在2E-3E之間變化

當(dāng)輸出電壓在2E-3E之間變化時，總共有兩種輸出狀態(tài)，它們分別為：AV4對BV1、AV5對BV2。

（A）在AV4對BV1的輸出狀態(tài)下，若電流為正，有兩種開通方式：

① 保持IGBT4開通，IGBT1進行PWM調(diào)制，當(dāng) IGBT1開通時，輸出電壓為 3E，相當(dāng)于V4對V1充電。V4電位降低；當(dāng)IGBT1關(guān)斷時，電路箝位到AV3,輸出電壓為2E，相當(dāng)于V3對V1充電。V3電位降低。

② 保持IGBT1開通，IGBT4進行PWM調(diào)制，當(dāng) IGBT4開通時，輸出電壓為 3E，相當(dāng)于V4對V1充電。V4電位降低；當(dāng)IGBT4關(guān)斷時，電位箝位到BV2,輸出電壓為2E，相當(dāng)于V4對V2充電。V4電位降低，V2電位升高。

在AV4對BV1的輸出狀態(tài)下，若電流為負，也有兩種開通方式：

① 保持IGBT2開通，IGBT3進行PWM調(diào)制。當(dāng) IGBT3開通時，輸出電壓為-3E，相當(dāng)于V4對V1充電。V4電位降低。當(dāng)IGBT3關(guān)斷時，電路箝位到 BV3,輸出電壓為-2E，相當(dāng)于 V3對V1充電。V3電位降低。

② 保持IGBT3開通，IGBT2進行PWM調(diào)制。當(dāng) IGBT2開通時，輸出電壓為-3E，相當(dāng)于V4對V1充電。V4電位降低。當(dāng)IGBT2關(guān)斷時，電路箝位到AV2,輸出電壓為-2E，相當(dāng)于V4對V2充電。V4電位降低, V2電位升高。

同理，當(dāng)AV5對BV2時也對應(yīng)著兩種開通方式，其實質(zhì)分別為：V5、V4對 V2充電以及 V5對V2、V3充電。

綜上所述：當(dāng)所需輸出電壓位于2E－3E時，V4電位下降、V2電位上升兩種變化趨勢至少發(fā)生一種，不能達到平衡。V3電位視負載情況而定。如表3所示。

表3 當(dāng)輸出電壓為2E-3E之間時開關(guān)狀態(tài)對各電位的影響

2.4 輸出電壓在3E-4E之間變化

當(dāng)輸出電壓在3E-4E之間變化時，只有一種輸出狀態(tài)，即AV5對BV1。

若電流為正，有兩種開通方式：

① 保持IGBT4開通，IGBT1進行PWM調(diào)制，當(dāng) IGBT1開通時，輸出電壓為 4E，相當(dāng)于V5對V1充電。當(dāng)IGBT1關(guān)斷時，電路箝位到AV4，輸出電壓為3E，相當(dāng)于V4對V1充電。V4電位降低。

② 保持IGBT1開通，IGBT4進行PWM調(diào)制，當(dāng) IGBT4開通時，輸出電壓為 4E，相當(dāng)于V5對V1充電。當(dāng)IGBT4關(guān)斷時，電位箝位到BV2，輸出電壓為3E，相當(dāng)于V5對V2充電。V2電位升高。

若電流為負，有兩種開通方式：

① 保持IGBT2開通，IGBT3進行PWM調(diào)制。當(dāng) IGBT3開通時，輸出電壓為-4E，相當(dāng)于V5對V1充電。當(dāng)IGBT3關(guān)斷時，電路箝位到BV4，輸出電壓為-3E，相當(dāng)于V4對V1充電。V4電位降低。

② 保持IGBT3開通，IGBT2進行PWM調(diào)制。當(dāng) IGBT2開通時，輸出電壓為-4E，相當(dāng)于V5對V1充電。當(dāng)IGBT2關(guān)斷時，電路箝位到AV2，輸出電壓為-3E，相當(dāng)于V5對V2充電。V2電位升高。

綜上所述：當(dāng)所需的輸出電壓在3E-4E之間變化時， V4電位降低、V2電位升高，兩種變化趨勢至少發(fā)生一種，均不能達到平衡。見表4。

表4 當(dāng)輸出電壓為3E-4E之間時開關(guān)狀態(tài)對各電位的影響

3 控制策略

綜合上文所提到的各輸出狀態(tài)對各點電位的影響，總結(jié)我們的控制思路為：當(dāng)輸出電壓為0-E時，輪流使用四種輸出狀態(tài)以及每種狀態(tài)的兩種開關(guān)方式； 當(dāng)輸出電壓為E-2E時,選用A3-B1①、A3-B1②、A5-B3①、A5-B3②四種開關(guān)方式，且在A3-B1①、A3-B1②的開關(guān)方式中保證V2點電位不變，僅允許 V3電位下降。在 A5-B3①、A5-B3②的開關(guān)方式中保持V4電位不變，僅允許V3電位上升。這樣，在四種開關(guān)方式中，即可保持各點電位不變；當(dāng)輸出電壓為 2E－3E時，盡量選擇A5-B2②的開關(guān)方式，因為其余的開關(guān)方式將引起V4點電位的變化，而A5-B2②僅會引起 V2、V3點的電位變化。而 V2、V3的調(diào)節(jié)遠比V4的調(diào)節(jié)來得容易。同樣的道理，在輸出狀態(tài)為 3E-4E時，選用A5-B1②開關(guān)狀態(tài)。

:

[1]高躍, 李永東. 二極管箝位型五電平逆變器電容電壓平衡域的研究. 變頻器世界, 2007(2):32-38.

[2]洪春梅, 王廣柱. 五電平逆變器直流側(cè)電容電壓的平衡與控制. 電機與控制學(xué)報, 2003(3).

[3]Analysis of Neutral-point Voltage Balancing Problem in Three-level Neutral-point-clamped Inverters with SVPWM Modulation. 2001 IEEE 1:802-806.

[4]Sun-Kyoung Lim and Jun-Ha Kim . A DC-link Voltage Balancing Algorithm for 3-level Converter Using the Zero Sequence Current. 1999 IEEE 4:1083-1088

[5]Analysis of Neutral-point Voltage Balancing Problem in Three-level Neutral-point-clamped Inverters with SVPWM Modulation 2002 IEEE 2:920-925.