張文宇,李弘炬,王秀玲

(1.遼寧科技大學 軟件學院,遼寧 鞍山 114051;2.西門子(中國)有限公司,北京 100102;3.天津普辰電子工程有限公司,天津 300384)

1 引言

推挽式電路是開關(guān)電源一種基本電路形式[1],常用于低輸入電壓的DC/DC開關(guān)電源。該電路若不連接整流二極管,略去中線不用,則在副邊繞組輸出端得到的將是正負半波交變的交流方波電壓。此時推挽式電路簡化為DC/AC變換器。

超聲波電機(下文簡寫為USM)驅(qū)動電路輸入電壓通常為低壓直流12 V或24V,而USM要求驅(qū)動電壓為交流,且峰峰值通常為幾百V。目前的USM驅(qū)動電路中,廣泛采用推挽式電路作為DC/AC升壓變換器。推挽式變換器的合理設(shè)計對提高USM的驅(qū)動控制性能具有重要意義。

在機械諧振頻率附近,USM的等效電路為電感、電容與電阻的串并聯(lián)結(jié)構(gòu)。為改善驅(qū)動效果,USM驅(qū)動電路中通常包含串聯(lián)匹配電感,該電感與USM串聯(lián)構(gòu)成LC串聯(lián)匹配電路,如圖1所示。

圖1 超聲波電機推挽式驅(qū)動電路結(jié)構(gòu)框圖Fig.1 Structure of USM′s push-pull driving circuit

傳統(tǒng)的壓電換能器匹配電路[2],以及文獻[3]給出的USM匹配電路的設(shè)計方法,都是以“輸出最大功率”為目標。該設(shè)計方法應(yīng)用于USM,存在兩方面的問題:一方面,在傳輸最大功率時,電路的效率是很低的;另一方面,對于常用的兩相USM,由于壓電陶瓷材料特性的分散性、USM定子和壓電陶瓷分布的不對稱及其加工誤差,USM兩相的電特性通常是不一致的,很難保證USM兩相串聯(lián)匹配電路的工作狀態(tài)一致。

文獻[4～6]中,設(shè)計電感串聯(lián)匹配電路使其諧振頻率低于USM機械諧振頻率和工作頻率。串聯(lián)匹配電感的加入,使得推挽式變換器的負載性質(zhì)與該電感的取值相關(guān),可以為感性,也可能為容性。同時由于工作方式有別于傳統(tǒng)的DC/DC應(yīng)用,所以超聲波電機驅(qū)動電路中的推挽式變換器工作過程較為復雜,存在一些不同的特征。而關(guān)于這一特殊的工作過程,還未有詳細分析。

本文分析了推挽式驅(qū)動電路中電感串聯(lián)匹配電路的設(shè)計方法,在理論與實驗研究的基礎(chǔ)上給出了匹配電路的設(shè)計原則。分析了推挽式變換器的工作過程,指出超聲波電機驅(qū)動電路中推挽式變換器的設(shè)計與傳統(tǒng)開關(guān)電源有差異。

2 電感串聯(lián)匹配的實驗研究

文獻[4]設(shè)計串聯(lián)匹配電感值使下式成立:

式中:L為串聯(lián)匹配電感值;C為USM等效電容值;f為工作頻率;fEr為 LC串聯(lián)匹配電路的諧振頻率。

文獻[2,3,7]則滿足下列關(guān)系:

式中:fM r為 USM機械諧振頻率。

根據(jù)式(2)進行USM匹配電路設(shè)計的主要目的是減弱由匹配電路帶來的控制非線性。分析LC串聯(lián)電路的諧振特性曲線可知,為達到這一目的,也可以令:

亦即,工作頻率低于LC電路諧振頻率,LC電路呈容性,同樣可以避開幅頻、相頻特性變化率大的頻域,達到減弱控制非線性的目的。下面分別對f＞fEr和 f＜fEr的情況進行實驗研究。

實驗用電機為Shinsei USM30型超聲波電機,電機機械諧振頻率為48～50 kHz,工作頻率設(shè)定為50～54 kHz。自制驅(qū)動電路結(jié)構(gòu)如圖1所示,輸入電源電壓Vcc為直流 12 V。實驗中,串聯(lián)匹配電感采用如表1所示的多組不同取值,以研究不同匹配電感取值對超聲波電機運行性能的影響。電感取值較大的情況已在較多文獻中給出[5,6],本文限于篇幅不再詳述。

表1 實驗用匹配電感值Tab.1 Values of compensation inductance in test

當串聯(lián)電感取值為2.1 mH時,圖2給出了LC串聯(lián)電路的輸入方波電壓、電流實測波形。圖3為電機端電壓及電感壓降波形。由圖2可見,輸入電壓的相位超前于電流,說明LC電路呈感性,工作頻率點位于LC諧振頻率右側(cè)。超前的相位角較小(約34°),說明工作頻率點靠近LC諧振頻率。圖3所示電機端電壓波形接近正弦波,可見串聯(lián)匹配電感可以有效地濾除方波輸入電壓中的高頻諧波成分,而電感壓降則明顯包含諧波成分。

1.4 統(tǒng)計學處理 使用SPSS 20.0統(tǒng)計學軟件對觀察指標進行分析處理，使用χ2檢驗治療配對資料中的 RBC、HGb、WBC、MCV、PLT 等指標， 若 P＜0.05則可視差異具有統(tǒng)計學意義。

圖2 LC串聯(lián)電路輸入方波電壓、電流實測波形Fig.2 T ested waveforms of LC series circuit input voltage and current

圖3 LC串聯(lián)電路USM端電壓、電感壓降實測波形Fig.3 Tested waveforms of LC series circuit USM voltage and inductance voltage drop

實驗表明,在該匹配電感情況下,驅(qū)動電路不能在設(shè)置為較高輸出電壓幅值的狀態(tài)下直接上電啟動,否則會出現(xiàn)電機端電壓在上電瞬間異常升高的情況。其原因主要是USM內(nèi)部壓電陶瓷材料在強電場作用下的非線性,其等效電容值不再是靜態(tài)電容。電機靜止與旋轉(zhuǎn)狀態(tài)下的電容值不同;不同激勵電壓幅值情況下,電容值也不相同[7]。

上述匹配電感值的選取使得工作頻率點靠近LC諧振頻率,雖然可以得到較大的USM 端電壓值,但容易出現(xiàn)上述啟動問題。當串聯(lián)電感取值為1.83 mH時,LC電路仍然呈感性,工作頻率點更加靠近LC諧振頻率,上述啟動問題依然存在。而當串聯(lián)電感取值為1.65 mH時,輸入電壓基波與電流基波的相位基本相同,LC電路呈弱感性,工作頻率點近似等于LC諧振頻率。實驗表明,此電感取值狀態(tài)下,啟動問題消失。這表明,啟動問題存在于串聯(lián)電感取值的某一范圍內(nèi),且有f＞fEr;具體的電感取值范圍取決于壓電陶瓷非線性與驅(qū)動匹配電路的相互作用。

3 感性負載時變換器的工作過程

用于USM驅(qū)動的一相推挽式變換器電路如圖4所示。按照圖4中標出的電壓、電流正方向,忽略繞組電阻及漏磁,變壓器原邊繞組W1的電壓方程可寫為

式中:u1為原邊繞組外加直流電源電壓;i1為原邊繞組電流;i2為副邊繞組電流;L1為原邊繞組自感;M為原、副邊繞組之間的互感。

圖4 推挽式變換器電路Fig.4 Push-pull convertor circuit

設(shè)計串聯(lián)匹配電感,使推挽式變換器負載為感性,測得變換器輸出電壓、電流波形如圖5所示,電壓超前于電流,超前的角度略小于90°。圖6給出了變壓器原邊繞組W1的電壓、電流及開關(guān)元件Q1(MOSFET)柵極驅(qū)動信號的實測波形。為使圖形清晰,圖6給出的柵極驅(qū)動信號波形向下平移了20 V,即實際值應(yīng)為圖示值加20 V。下文圖形與此相同,不再重復說明。觀察圖6,在Q1受到觸發(fā)之前,繞組W1中已經(jīng)存在電流,且電流方向與Q1導通方向相反,應(yīng)為流過反并聯(lián)二極管D1的續(xù)流電流。這表明,在另一原邊繞組W2支路中的開關(guān)元件Q2因觸發(fā)信號結(jié)束而關(guān)斷后,為維持變壓器磁芯磁場變化的連續(xù)性,D1在感應(yīng)電壓作用下導通,原流過W2支路的電流轉(zhuǎn)移到W1支路中,向電源回饋能量。

圖5 推挽式變換器實測波形1Fig.5 Tested waveforms of push-pull convertor 1

圖6 推挽式變換器實測波形2Fig.6 Tested waveforms of push-pull convertor 2

隨著續(xù)流過程的繼續(xù),W1支路中的反向電流i1幅值逐漸減小。此時,W1端電壓為-Vcc,副邊繞組電流的微分di2/dt＞0(參看圖5),于是由式(4)可知W1支路中電流的變化率為

由圖6可以看出,在i1仍為負值時,Q1柵極驅(qū)動信號變?yōu)楦唠娖?Q1受到觸發(fā)。但由于i1仍為負值,D1維持導通,直至電流衰減為零,續(xù)流過程結(jié)束,D1與Q1自然換流,D1零電流關(guān)斷(ZCOFF),Q1零電流導通(ZCON)。

隨后,Q1導通,i1正向線性增大,變化率如式(2)。直至Q1柵極觸發(fā)信號結(jié)束,Q1關(guān)斷,W2支路中的反并聯(lián)二極管D2導通續(xù)流。

若減小柵極驅(qū)動信號的占空比,使Q1柵極驅(qū)動信號上升沿滯后于D1續(xù)流結(jié)束時刻,則繞組W1續(xù)流結(jié)束后,在副邊繞組電流變化的作用下,使得i1有繼續(xù)增大變?yōu)檎档内厔?于是在D1零電流關(guān)斷后,W2支路中的反并聯(lián)二極管D2導通續(xù)流。但由于電流幅值接近零,D2不完全導通,隨后又切換為 D1不完全導通,如此循環(huán)往復,表現(xiàn)為變換器與其復雜LC諧振負載之間的耦合振蕩,使原、副邊繞組電壓呈現(xiàn)出衰減振蕩波形,原邊繞組電流 i1亦表現(xiàn)為零值附近的衰減振蕩。

在上述感性負載情況的工作過程中,由于存在原邊繞組續(xù)流階段,亦即存在無功功率的傳遞過程,使得一個周期中,變壓器磁芯功率傳輸能力的實際利用率下降。

在上述推挽式變換器電路中,由于原邊繞組存在續(xù)流階段,在續(xù)流結(jié)束之前給出的觸發(fā)信號并不能使續(xù)流支路中的開關(guān)器件導通。參看圖6,當占空比大于某一數(shù)值使得柵極驅(qū)動信號上升沿超前于原邊繞組電流正向過零點時,繼續(xù)增大占空比將不影響電路工作狀態(tài)。

4 容性負載時變換器的工作過程

設(shè)計串聯(lián)匹配電感,使推挽式變換器負載為容性,測得變換器輸出電壓、電流波形如圖7所示,電流超前于電壓,超前的角度小于90°。圖7所示電流波形與圖5有明顯區(qū)別,但同樣能夠使USM正常工作,如圖7給出的USM孤極反饋電壓波形所示。

圖7 推挽式變換器實測波形3Fig.7 Tested waveforms of push-pull convertor 3

圖8給出了柵極驅(qū)動信號占空比接近50%時的實測波形,可見原邊繞組電流的變化過程較感性負載時復雜。觀察圖7所示變壓器副邊繞組電流i2波形。對應(yīng)于變壓器輸出電壓為正,亦即原邊W1繞組通電的區(qū)間,起始階段副邊電流逐漸增大,有di2/dt＞0,i1的變化率同式(5),意味著流過W1的電流i1正向增大,如圖8中時間段1波形所示。隨后,i2幅值開始下降,有di2/dt＜0,由式(4)可得 i1的變化率為

此時,i1的變化趨勢取決于Vcc與M|di2/dt|的相對大小。圖8中時間段2波形表明,對于實驗所用電路,存在Vcc＜M|di2/dt|的時間區(qū)域,使得i1開始減小。

圖8 推挽式變換器實測波形4Fig.8 Tested waveforms of push-pull convertor 4

繼續(xù)觀察圖7所示i2波形,在接近變壓器輸出電壓下降沿的區(qū)域,i2的變化又轉(zhuǎn)為上升,di2/dt＞0,于是i1又恢復正向增大,變化率同式(5),如圖8中時間段3波形所示。

分析了i1變化過程的主要特征之后,下面進一步確定推挽式變換器中各開關(guān)元件的通斷順序。在原邊繞組W2支路中的開關(guān)元件Q2因觸發(fā)信號結(jié)束而關(guān)斷后,D1導通續(xù)流。由于容性負載情況下原邊電流變化趨緩,不同于感性負載情況下的線性增大過程,所以續(xù)流電流幅值顯著減小,變壓器原邊傳遞的無功功率減少,變壓器磁芯利用率提高。

因為續(xù)流電流幅值小,續(xù)流過程很快結(jié)束。由于續(xù)流過程結(jié)束時Q1已受到觸發(fā),所以在D1 ZCOFF的同時,Q1隨之ZCON,i1繼續(xù)正向增大。隨后根據(jù)前述分析,i1達到極大值并開始減小,然后達到極小值(＞0)并恢復增大趨勢,直至Q1因觸發(fā)信號結(jié)束而關(guān)斷,D2導通續(xù)流。

若減小柵極驅(qū)動信號的占空比,使Q1柵極驅(qū)動信號上升沿滯后于D1續(xù)流結(jié)束時刻,則與感性負載時的情況相同,在D1續(xù)流結(jié)束至Q1受到觸發(fā)導通的時間段內(nèi),電路工作狀態(tài)表現(xiàn)為變換器與其負載之間的耦合振蕩。Q1受到觸發(fā)立即導通,其后的工作過程與圖8分析相同;只是隨著占空比逐漸減小,i1達到極小值之后恢復增大的時間逐漸減小,于是Q1關(guān)斷時i1能夠達到的幅值逐漸減小,直至趨于零,此工作狀態(tài)下有Q1ZCOFF。

容性負載情況下,變壓器原邊傳遞無功功率減少,磁芯利用率提高。同時,電路中鐵損、銅損等損耗相應(yīng)下降,電路效率提高。實驗表明,USM未旋轉(zhuǎn)靜態(tài)工作條件下,電路輸入電流減少40%;電機旋轉(zhuǎn)過程中,輸入電流減少20%。

關(guān)于占空比調(diào)節(jié),容性負載情況下不存在死區(qū)問題,但是調(diào)節(jié)占空比與輸出驅(qū)動電壓幅值變化之間不是線性關(guān)系。當占空比數(shù)值較大時,占空比變化對輸出電壓幅值的影響較小。

5 結(jié)論

本文分析了推挽式驅(qū)動電路中電感串聯(lián)匹配電路的設(shè)計方法,分析了推挽式變換器的工作過程,得到結(jié)論如下。

1)為減少匹配電感損耗、提高驅(qū)動電路效率,應(yīng)選擇較小的匹配電感值;為減弱由匹配電路帶來的控制非線性,應(yīng)選擇匹配電感值使工作頻率偏離LC電路諧振頻率越遠越好;為增大USM端電壓幅值的調(diào)節(jié)范圍,提高電路功率因數(shù),應(yīng)選擇匹配電感值使工作頻率盡量靠近LC電路諧振頻率;實際應(yīng)用中,需根據(jù)特定的性能要求,折衷考慮上述設(shè)計原則。一般情況下,可選擇匹配電感值使工作頻率小于LC諧振頻率及電容電壓峰值頻率。

2)用于超聲波電機驅(qū)動的推挽式變換器,其工作過程不同于通常的推挽式開關(guān)電源。

3)感性負載情況,變壓器原邊繞組傳遞的無功功率較大,磁芯利用率下降;同時,開關(guān)器件柵極驅(qū)動信號的占空比調(diào)節(jié)作用存在死區(qū);容性負載情況,變壓器原邊電流變化趨緩,磁芯磁密變化幅度減小,磁芯利用率提高,電路效率提高;同時,占空比調(diào)節(jié)的控制作用具有非線性特征。

4)推挽式變換器的設(shè)計,主要是變壓器的設(shè)計。變壓器設(shè)計時,應(yīng)先根據(jù)負載性質(zhì)確定其工作過程,然后進行設(shè)計。本文分析表明,無論感性或容性負載情況下,用于USM驅(qū)動的推挽式變換器均存在原邊續(xù)流過程,變壓器的設(shè)計應(yīng)考慮這一點,根據(jù)實際負載情況,采用小于實際值的最大占空比數(shù)值做為設(shè)計依據(jù),以充分利用磁芯。

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