姬 凱 徐 明 高 躍，2 張啟平，2

（1.中船重工武漢船用電力推進裝置研究所，武漢 430064；2.艦船綜合電力技術國防科技重點實驗室，武漢 430064）

1 引言

電力電子技術的迅猛發(fā)展，大量電力電子裝置、L、C等非線性元件的投入使用，給電網帶來日益嚴重的諧波危害，難以滿足相關諧波標準（GB/T14549-93、IEEE519-1992、IEC1000-3-2等）。解決諧波污染除了在電網用戶端實施諧波被動補償；就是在電力電子設備的內部引入功率因數校正技術（PFC），而后者能從根本上消除諧波源，是更為積極的方法；傳統(tǒng)PFC存在設備體積大、重量大、校正效果差等問題，有源功率因數校正技術（APFC）逐步發(fā)展成電力電子技術領域的研究熱點[1]。

VIENNA整流是一種比較優(yōu)秀的APFC拓撲，具有較好應用前景[1-6]，ABB等國外大公司已推出了相關產品，但因其結構、控制復雜，在國內相關產品較少，性能也不夠理想，研究其具有較大的理論意義和應用價值。

單周期控制在20世紀90年代初由Keyue M.Semdley提出，是一種大信號、非線性新型控制技術[2]。其控制思想是通過控制開關的占空比，使每個開關周期中開關變量的平均值嚴格精確地跟隨控制基準。

本文采用理論分析、離線仿真和硬件在回路半實物試驗手段相結合的方式，詳細討論了VIENNA整流拓撲，將電路等效為串聯(lián)雙Boost拓撲，相間解耦之后采用單周控制，實現了低諧波，單位功率因數、動靜態(tài)性能良好的可控整流。

2 VIENNA整流器拓撲與三電平NPC拓撲比較

VIENNA整流器拓撲如圖1，一個橋臂等效拓撲如圖2(e)，三電平NPC拓撲如圖2(a)、(d)在無需能量回饋的整流場合，實際上有些開關組合用不上：如當某相Ux＞0，單位功率因數：ix＞0，+1(+Udc/2)由Sl和S2的續(xù)流二極管實現，Sl和S2動作并不影響電流路徑和變換器工作，且因為Ux＞0，ix＞0此時也不需要S4導通；同理，在Ux＜0，ix＜0時，S3，S4及Sl都不參予控制。綜合得表1，因此Sl和S4可省略（圖2(b)）。

圖1 VIENNA整流拓撲

圖2 一個橋臂拓撲比較和等效

表1 三相三電平PWM整流實際工作所需開關動作

S2和S3作用為連接O點，產生0電平，只是S2和S3分別在該相電壓小余和大于零時工作，其實，開關器件通過電流與否是由該相的電流方向決定的，就算某個器件有開通高電平信號，電流可能并不從它流通，因此，S2和S3可共用完全一樣的脈沖完全相同地工作，用一個管子取代后，形成圖2(c)拓撲，即三相三開關三電平PWM整流器（VIENNA）等效拓撲如圖2(e)，正是由于考慮到當相電流為負時，這一相不可能產生P電平，相電流為正時，這一相不可能產生n電平，則拓撲簡化后的三電平矢量圖如圖3[3]，其中X點表示不能合成的電壓矢量，圓點表示可以合成的矢量，其中空心圓點表示存在冗余矢量。

圖3 簡化后的整流器矢量圖

VIENNA 整流相比三相全橋PWM 整流優(yōu)點：①結構簡單；②成本低；③效率高；④在紋波一定，輸入電感比小，交流側濾波器尺寸也?。虎萑亻_關電流有效值只有總輸入電流有效值25%～30%左右；⑥可靠性高：不存在橋臂直通的危險，而且即使可控開關損壞，電路仍工作于不控整流；⑦雙向可控半導體器件已成熟并商業(yè)化。缺點是能量只能單向流動[1]。

3 VIENNA整流器轉換串聯(lián)雙Boost電路

VIENNA整流器同三電平NPC拓撲一樣源于Boost電路，輸出有上下兩個電容，可等效成兩個Boost變換器串聯(lián)[5]，一個對應最大電流輸入的那一相，另一個對應最小輸入電流那一相?？刂谱畲蠛妥钚〉妮斎腚娏鳛檎?，第三相自然也是正弦，如圖5，轉換方法：一個工頻周期分六個60°區(qū)間，使相鄰兩個區(qū)間三相電壓只有一相改變方向，開關管在狀態(tài)轉換過程中損耗最小，按此規(guī)則劃分，每個區(qū)間三相電壓有兩個交點，圖4為30°～90°區(qū)間三相相電壓和線電壓，VA，VB增大，VC減小，雙向開關管SC始終導通，SA，SB根據控制策略高頻通關，使電感電流平均值ILA，ILB跟隨相電壓VA，VB。兩串聯(lián)Boost電路電源分別為VAC、VCB，圖5中Sp表示SA，Sn表示SB，其他區(qū)間轉換同上：相電壓居中相的開關管在該區(qū)間導通，另外兩相開關管高頻動作，VIENNA整流拓撲元件與轉換后的雙Boost串聯(lián)拓撲對應關系如表2。

圖4 30°～90°區(qū)間相電壓和線電壓

圖5 等效串聯(lián)雙Boost電路

表2 VIENNA等效雙Boost串聯(lián)的分區(qū)及電流、開關對應關系

4 VIENNA整流器的單周控制策略

單周控制通過控制占空比，在每個周期內使變換器開關變量的平均值與控制參考信號相等或成一定比例，從而消除穩(wěn)態(tài)和瞬態(tài)誤差，且前一周期的誤差不會帶到下一周期[4]。

將VIENNA整流拓撲等效為串聯(lián)雙Boost電路后，相間解耦，可用成熟、通用的Boost電路控制策略[5]。這種控制方法特點在于：①開關頻率恒定；②簡單可靠，由一些線性邏輯器件和觸發(fā)器構成；③不需要乘法器；④不需要三相輸入電壓傳感器；⑤可使用電感電流或者開關管電流；⑥在一個60°區(qū)間內，只有兩個開關工作在高頻狀態(tài)，開關損耗減少。

根據Sp，Sn開關狀態(tài)，電路有四種運行方式（圖6）。三個電感電壓如表3。

圖6 串聯(lián)雙Boost電路的四種運行方式

表3 串聯(lián)雙Boost電路電感上的電壓

根據一個周期內電感電壓伏秒平衡

d1、d2、d3、d4分別為開關狀態(tài)I-Ⅳ的占空比，化簡得

Dp、Dn分別為上下開關占空比

控制目標為

代入式（1）得到

圖7 VIENNA整流單周控制框圖

通過控制兩個解耦之后的等效開關Sp，Sn的占空比Dp，Dn使控制方程式（5）成立，由此達到單周控制的目標，如圖7。

5 VIENNA整流器離線仿真

基于上述控制方案，構造Matlab/Simulink離線仿真模型，參數如下：交流相電壓usn=110V，頻率fu=50Hz，交流側電感LS=1mH，等效線路電阻和電感電阻總合Rs=0.2e-3?，直流側電容Cd＝500μF ，阻感負載：Ll=5e-3H，Rl=30ohms，給定階躍電壓udc=570V。采用變步長數值積分算法，結果如圖8～10所示，交流電流很好的跟蹤了電壓，電流為低畸變的正弦，實現了單位功率因數，且直流電壓穩(wěn)定，中點電位基本平衡，動態(tài)響應快。

圖8 交流側電壓線電流波形

圖9 直流電壓

圖10 中點電位

6 VIENNA整流器硬件在回路半實物試驗

搭建如圖11半實物實驗裝置，其主回路硬件基于EMEGAsim的實時模型，作為快速控制原型的虛擬試驗臺，控制原型基于實際的DSP控制器，對上述策略進行半實物仿真試驗。本電力電子裝置同時包括毫秒級的電磁暫態(tài)過程及微秒甚至納秒級的電力電子器件的開關過程，這樣一個大時標跨度的系統(tǒng)，在數學上對應一個病態(tài)方程，會導致求解過程中出現數值穩(wěn)定性問題；尤其是開關過程引起系統(tǒng)狀態(tài)突變，在數值計算中帶來：①由于算法不收斂引起計算終止；②由于數值積分方法的原因引起開關動作時刻的數值振蕩；③在電力電子開關時刻狀態(tài)變量會發(fā)生突變，而仿真結果卻是通過在一系列求解網絡方程實現的，假定電力電子器件開關時刻與求解網絡方程的離散時刻不重合，可能導致較大的計算誤差。為解決上述問題，試驗中采取了如下措施：①通過在開關器件兩端引入數字吸收回路，并適當調整計算步長來改善計算穩(wěn)定性；②引入插值算法，利用采樣頻率高的FPGA卡（100MHz）實時捕捉采樣間隔間的觸發(fā)事件，正確獲得開關門極觸發(fā)脈沖信號，記錄脈沖產生的時間及邏輯狀態(tài)的改變，在模型計算過程中補償，提高精度；有效消除由算法引起的振蕩。

圖11 HIL試驗平臺

電路參數同離線仿真，系統(tǒng)在步長取30μs，采用四階龍格庫塔解算器，經長時間的運行，沒有出現數值不穩(wěn)定的情況，試驗波形如圖12～14，橫軸25ms/格，直流電壓跟隨階躍給定響應迅速，穩(wěn)態(tài)無脈動，交流電流為諧波含量很小的低畸變正弦波形，交流電流FFT如圖15，THDi= 3.90%，輸入電流和輸入相電壓相位幾乎一樣，實現了單位功率因數，中點電位波動很小，動態(tài)性能和穩(wěn)態(tài)性能優(yōu)良；硬件在回路半實物試驗結果與理論分析和離線仿真相一致。驗證了本文所建實時仿真模型的正確性，且控制策略行之有效。

圖12 交流電流電壓（16A/格，90V/格）

圖13 直流母線電壓（110V/格）

圖14 VIENNA整流逆變中點電位（5V/格）

圖15 交流電流FFT

7 結論

本文討論了VIENNA整流器與三相二極管NPC三電平PWM整流器的聯(lián)系和對比；并將其等效為串聯(lián)雙Boost拓撲相間解耦，采用單周控制，實現了低諧波，單位功率因數、動靜態(tài)性能良好的可控整流。

最后搭建基于硬件在回路的半實物仿真實驗裝置，試驗結果驗證了控制策略的可行性和有效性。這種研究手段提高了效率，既可避免全數字仿真的太理想化缺陷，又避免了全物理實際裝置試驗不易抓住主要矛盾的不足，其結果有較高的參考價值，是新型電力電子技術試驗研究的方向。

[1] 姬凱. 三電平PWM整流控制策略實時半實物仿真研究[D]. 武漢: 中國艦船研究院武漢船用電力推進裝置研究所碩士學位論文,2009.

[2] KeyueM Semdley, Sloboan Cuk.One-cycle control of sw itching converters[J].IEEE Trans on Power Electronics,1995, 10(6) : 625-633.

[3] K.A. Corzine, E J.R. Baker,J. Yuen. .Reduced Parts-Count Multi-Level Rectifiers[J].IEEE Trans.on Industry Applications,2001 IEEE:589-596.

[4] Chongm ing Qiao, Keyue M. Smedley. Three-phase Unity-Power-Factor VIENNA Rectifier with Unified Constant-frequency Integration Control[J].IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, 2003,18(4):952-957.

[5] Chongming Qiao, Keyue Ma Smedley. A General Three-Phase PFC Controller for Rectifiers With a Series-Connected Dual-Boost Topology[J]. IEEE Trans. on Industry Applications, VOL. 38, NO.1, January/ February 2002:137-149.

[6] J. W. Kolar and F. C. Zach.A novel three-phase utility interface minimizing line current harmonics of high power telecommunications rectifiers Modules.IEEE Trans.Ind. Electron.,1997,44(8): 456-467.