姬 凱 徐 明 高 躍，2 張啟平，2

（1.中船重工武漢船用電力推進(jìn)裝置研究所，武漢 430064；2.艦船綜合電力技術(shù)國防科技重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，武漢 430064）

1 引言

電力電子技術(shù)的迅猛發(fā)展，大量電力電子裝置、L、C等非線性元件的投入使用，給電網(wǎng)帶來日益嚴(yán)重的諧波危害，難以滿足相關(guān)諧波標(biāo)準(zhǔn)（GB/T14549-93、IEEE519-1992、IEC1000-3-2等）。解決諧波污染除了在電網(wǎng)用戶端實(shí)施諧波被動(dòng)補(bǔ)償；就是在電力電子設(shè)備的內(nèi)部引入功率因數(shù)校正技術(shù)（PFC），而后者能從根本上消除諧波源，是更為積極的方法；傳統(tǒng)PFC存在設(shè)備體積大、重量大、校正效果差等問題，有源功率因數(shù)校正技術(shù)（APFC）逐步發(fā)展成電力電子技術(shù)領(lǐng)域的研究熱點(diǎn)[1]。

VIENNA整流是一種比較優(yōu)秀的APFC拓?fù)?，具有較好應(yīng)用前景[1-6]，ABB等國外大公司已推出了相關(guān)產(chǎn)品，但因其結(jié)構(gòu)、控制復(fù)雜，在國內(nèi)相關(guān)產(chǎn)品較少，性能也不夠理想，研究其具有較大的理論意義和應(yīng)用價(jià)值。

單周期控制在20世紀(jì)90年代初由Keyue M.Semdley提出，是一種大信號(hào)、非線性新型控制技術(shù)[2]。其控制思想是通過控制開關(guān)的占空比，使每個(gè)開關(guān)周期中開關(guān)變量的平均值嚴(yán)格精確地跟隨控制基準(zhǔn)。

本文采用理論分析、離線仿真和硬件在回路半實(shí)物試驗(yàn)手段相結(jié)合的方式，詳細(xì)討論了VIENNA整流拓?fù)?，將電路等效為串?lián)雙Boost拓?fù)洌嚅g解耦之后采用單周控制，實(shí)現(xiàn)了低諧波，單位功率因數(shù)、動(dòng)靜態(tài)性能良好的可控整流。

2 VIENNA整流器拓?fù)渑c三電平NPC拓?fù)浔容^

VIENNA整流器拓?fù)淙鐖D1，一個(gè)橋臂等效拓?fù)淙鐖D2(e)，三電平NPC拓?fù)淙鐖D2(a)、(d)在無需能量回饋的整流場合，實(shí)際上有些開關(guān)組合用不上：如當(dāng)某相Ux＞0，單位功率因數(shù)：ix＞0，+1(+Udc/2)由Sl和S2的續(xù)流二極管實(shí)現(xiàn)，Sl和S2動(dòng)作并不影響電流路徑和變換器工作，且因?yàn)閁x＞0，ix＞0此時(shí)也不需要S4導(dǎo)通；同理，在Ux＜0，ix＜0時(shí)，S3，S4及Sl都不參予控制。綜合得表1，因此Sl和S4可省略（圖2(b)）。

圖1 VIENNA整流拓?fù)?/p>

圖2 一個(gè)橋臂拓?fù)浔容^和等效

表1 三相三電平PWM整流實(shí)際工作所需開關(guān)動(dòng)作

S2和S3作用為連接O點(diǎn)，產(chǎn)生0電平，只是S2和S3分別在該相電壓小余和大于零時(shí)工作，其實(shí)，開關(guān)器件通過電流與否是由該相的電流方向決定的，就算某個(gè)器件有開通高電平信號(hào)，電流可能并不從它流通，因此，S2和S3可共用完全一樣的脈沖完全相同地工作，用一個(gè)管子取代后，形成圖2(c)拓?fù)?，即三相三開關(guān)三電平PWM整流器（VIENNA）等效拓?fù)淙鐖D2(e)，正是由于考慮到當(dāng)相電流為負(fù)時(shí)，這一相不可能產(chǎn)生P電平，相電流為正時(shí)，這一相不可能產(chǎn)生n電平，則拓?fù)浜喕蟮娜娖绞噶繄D如圖3[3]，其中X點(diǎn)表示不能合成的電壓矢量，圓點(diǎn)表示可以合成的矢量，其中空心圓點(diǎn)表示存在冗余矢量。

圖3 簡化后的整流器矢量圖

VIENNA 整流相比三相全橋PWM 整流優(yōu)點(diǎn)：①結(jié)構(gòu)簡單；②成本低；③效率高；④在紋波一定，輸入電感比小，交流側(cè)濾波器尺寸也??；⑤全控開關(guān)電流有效值只有總輸入電流有效值25%～30%左右；⑥可靠性高：不存在橋臂直通的危險(xiǎn)，而且即使可控開關(guān)損壞，電路仍工作于不控整流；⑦雙向可控半導(dǎo)體器件已成熟并商業(yè)化。缺點(diǎn)是能量只能單向流動(dòng)[1]。

3 VIENNA整流器轉(zhuǎn)換串聯(lián)雙Boost電路

VIENNA整流器同三電平NPC拓?fù)湟粯釉从贐oost電路，輸出有上下兩個(gè)電容，可等效成兩個(gè)Boost變換器串聯(lián)[5]，一個(gè)對應(yīng)最大電流輸入的那一相，另一個(gè)對應(yīng)最小輸入電流那一相?？刂谱畲蠛妥钚〉妮斎腚娏鳛檎遥谌嘧匀灰彩钦?，如圖5，轉(zhuǎn)換方法：一個(gè)工頻周期分六個(gè)60°區(qū)間，使相鄰兩個(gè)區(qū)間三相電壓只有一相改變方向，開關(guān)管在狀態(tài)轉(zhuǎn)換過程中損耗最小，按此規(guī)則劃分，每個(gè)區(qū)間三相電壓有兩個(gè)交點(diǎn)，圖4為30°～90°區(qū)間三相相電壓和線電壓，VA，VB增大，VC減小，雙向開關(guān)管SC始終導(dǎo)通，SA，SB根據(jù)控制策略高頻通關(guān)，使電感電流平均值ILA，ILB跟隨相電壓VA，VB。兩串聯(lián)Boost電路電源分別為VAC、VCB，圖5中Sp表示SA，Sn表示SB，其他區(qū)間轉(zhuǎn)換同上：相電壓居中相的開關(guān)管在該區(qū)間導(dǎo)通，另外兩相開關(guān)管高頻動(dòng)作，VIENNA整流拓?fù)湓c轉(zhuǎn)換后的雙Boost串聯(lián)拓?fù)鋵?yīng)關(guān)系如表2。

圖4 30°～90°區(qū)間相電壓和線電壓

圖5 等效串聯(lián)雙Boost電路

表2 VIENNA等效雙Boost串聯(lián)的分區(qū)及電流、開關(guān)對應(yīng)關(guān)系

4 VIENNA整流器的單周控制策略

單周控制通過控制占空比，在每個(gè)周期內(nèi)使變換器開關(guān)變量的平均值與控制參考信號(hào)相等或成一定比例，從而消除穩(wěn)態(tài)和瞬態(tài)誤差，且前一周期的誤差不會(huì)帶到下一周期[4]。

將VIENNA整流拓?fù)涞刃榇?lián)雙Boost電路后，相間解耦，可用成熟、通用的Boost電路控制策略[5]。這種控制方法特點(diǎn)在于：①開關(guān)頻率恒定；②簡單可靠，由一些線性邏輯器件和觸發(fā)器構(gòu)成；③不需要乘法器；④不需要三相輸入電壓傳感器；⑤可使用電感電流或者開關(guān)管電流；⑥在一個(gè)60°區(qū)間內(nèi)，只有兩個(gè)開關(guān)工作在高頻狀態(tài)，開關(guān)損耗減少。

根據(jù)Sp，Sn開關(guān)狀態(tài)，電路有四種運(yùn)行方式（圖6）。三個(gè)電感電壓如表3。

圖6 串聯(lián)雙Boost電路的四種運(yùn)行方式

表3 串聯(lián)雙Boost電路電感上的電壓

根據(jù)一個(gè)周期內(nèi)電感電壓伏秒平衡

d1、d2、d3、d4分別為開關(guān)狀態(tài)I-Ⅳ的占空比，化簡得

Dp、Dn分別為上下開關(guān)占空比

控制目標(biāo)為

代入式（1）得到

圖7 VIENNA整流單周控制框圖

通過控制兩個(gè)解耦之后的等效開關(guān)Sp，Sn的占空比Dp，Dn使控制方程式（5）成立，由此達(dá)到單周控制的目標(biāo)，如圖7。

5 VIENNA整流器離線仿真

基于上述控制方案，構(gòu)造Matlab/Simulink離線仿真模型，參數(shù)如下：交流相電壓usn=110V，頻率fu=50Hz，交流側(cè)電感LS=1mH，等效線路電阻和電感電阻總合Rs=0.2e-3?，直流側(cè)電容Cd＝500μF ，阻感負(fù)載：Ll=5e-3H，Rl=30ohms，給定階躍電壓udc=570V。采用變步長數(shù)值積分算法，結(jié)果如圖8～10所示，交流電流很好的跟蹤了電壓，電流為低畸變的正弦，實(shí)現(xiàn)了單位功率因數(shù)，且直流電壓穩(wěn)定，中點(diǎn)電位基本平衡，動(dòng)態(tài)響應(yīng)快。

圖8 交流側(cè)電壓線電流波形

圖9 直流電壓

圖10 中點(diǎn)電位

6 VIENNA整流器硬件在回路半實(shí)物試驗(yàn)

搭建如圖11半實(shí)物實(shí)驗(yàn)裝置，其主回路硬件基于EMEGAsim的實(shí)時(shí)模型，作為快速控制原型的虛擬試驗(yàn)臺(tái)，控制原型基于實(shí)際的DSP控制器，對上述策略進(jìn)行半實(shí)物仿真試驗(yàn)。本電力電子裝置同時(shí)包括毫秒級(jí)的電磁暫態(tài)過程及微秒甚至納秒級(jí)的電力電子器件的開關(guān)過程，這樣一個(gè)大時(shí)標(biāo)跨度的系統(tǒng)，在數(shù)學(xué)上對應(yīng)一個(gè)病態(tài)方程，會(huì)導(dǎo)致求解過程中出現(xiàn)數(shù)值穩(wěn)定性問題；尤其是開關(guān)過程引起系統(tǒng)狀態(tài)突變，在數(shù)值計(jì)算中帶來：①由于算法不收斂引起計(jì)算終止；②由于數(shù)值積分方法的原因引起開關(guān)動(dòng)作時(shí)刻的數(shù)值振蕩；③在電力電子開關(guān)時(shí)刻狀態(tài)變量會(huì)發(fā)生突變，而仿真結(jié)果卻是通過在一系列求解網(wǎng)絡(luò)方程實(shí)現(xiàn)的，假定電力電子器件開關(guān)時(shí)刻與求解網(wǎng)絡(luò)方程的離散時(shí)刻不重合，可能導(dǎo)致較大的計(jì)算誤差。為解決上述問題，試驗(yàn)中采取了如下措施：①通過在開關(guān)器件兩端引入數(shù)字吸收回路，并適當(dāng)調(diào)整計(jì)算步長來改善計(jì)算穩(wěn)定性；②引入插值算法，利用采樣頻率高的FPGA卡（100MHz）實(shí)時(shí)捕捉采樣間隔間的觸發(fā)事件，正確獲得開關(guān)門極觸發(fā)脈沖信號(hào)，記錄脈沖產(chǎn)生的時(shí)間及邏輯狀態(tài)的改變，在模型計(jì)算過程中補(bǔ)償，提高精度；有效消除由算法引起的振蕩。

圖11 HIL試驗(yàn)平臺(tái)

電路參數(shù)同離線仿真，系統(tǒng)在步長取30μs，采用四階龍格庫塔解算器，經(jīng)長時(shí)間的運(yùn)行，沒有出現(xiàn)數(shù)值不穩(wěn)定的情況，試驗(yàn)波形如圖12～14，橫軸25ms/格，直流電壓跟隨階躍給定響應(yīng)迅速，穩(wěn)態(tài)無脈動(dòng)，交流電流為諧波含量很小的低畸變正弦波形，交流電流FFT如圖15，THDi= 3.90%，輸入電流和輸入相電壓相位幾乎一樣，實(shí)現(xiàn)了單位功率因數(shù)，中點(diǎn)電位波動(dòng)很小，動(dòng)態(tài)性能和穩(wěn)態(tài)性能優(yōu)良；硬件在回路半實(shí)物試驗(yàn)結(jié)果與理論分析和離線仿真相一致。驗(yàn)證了本文所建實(shí)時(shí)仿真模型的正確性，且控制策略行之有效。

圖12 交流電流電壓（16A/格，90V/格）

圖13 直流母線電壓（110V/格）

圖14 VIENNA整流逆變中點(diǎn)電位（5V/格）

圖15 交流電流FFT

7 結(jié)論

本文討論了VIENNA整流器與三相二極管NPC三電平PWM整流器的聯(lián)系和對比；并將其等效為串聯(lián)雙Boost拓?fù)湎嚅g解耦，采用單周控制，實(shí)現(xiàn)了低諧波，單位功率因數(shù)、動(dòng)靜態(tài)性能良好的可控整流。

最后搭建基于硬件在回路的半實(shí)物仿真實(shí)驗(yàn)裝置，試驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了控制策略的可行性和有效性。這種研究手段提高了效率，既可避免全數(shù)字仿真的太理想化缺陷，又避免了全物理實(shí)際裝置試驗(yàn)不易抓住主要矛盾的不足，其結(jié)果有較高的參考價(jià)值，是新型電力電子技術(shù)試驗(yàn)研究的方向。

[1] 姬凱. 三電平PWM整流控制策略實(shí)時(shí)半實(shí)物仿真研究[D]. 武漢: 中國艦船研究院武漢船用電力推進(jìn)裝置研究所碩士學(xué)位論文,2009.

[2] KeyueM Semdley, Sloboan Cuk.One-cycle control of sw itching converters[J].IEEE Trans on Power Electronics,1995, 10(6) : 625-633.

[3] K.A. Corzine, E J.R. Baker,J. Yuen. .Reduced Parts-Count Multi-Level Rectifiers[J].IEEE Trans.on Industry Applications,2001 IEEE:589-596.

[4] Chongm ing Qiao, Keyue M. Smedley. Three-phase Unity-Power-Factor VIENNA Rectifier with Unified Constant-frequency Integration Control[J].IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, 2003,18(4):952-957.

[5] Chongming Qiao, Keyue Ma Smedley. A General Three-Phase PFC Controller for Rectifiers With a Series-Connected Dual-Boost Topology[J]. IEEE Trans. on Industry Applications, VOL. 38, NO.1, January/ February 2002:137-149.

[6] J. W. Kolar and F. C. Zach.A novel three-phase utility interface minimizing line current harmonics of high power telecommunications rectifiers Modules.IEEE Trans.Ind. Electron.,1997,44(8): 456-467.