田克純,周武中,覃遠(yuǎn)年,趙 峰

（桂林電子科技大學(xué)信息與通信學(xué)院,廣西桂林 541004）

B3G射頻接收機(jī)前端設(shè)計(jì)

田克純,周武中,覃遠(yuǎn)年,趙 峰

（桂林電子科技大學(xué)信息與通信學(xué)院,廣西桂林 541004）

分析了DC-OFDM零中頻接收方案,采用兩個(gè)相鄰子載波以分路/合路的方式進(jìn)行信號(hào)處理以降低硬件難度和復(fù)雜度。利用ADS軟件設(shè)計(jì)了B3G射頻接收機(jī),其低噪聲放大器的最低噪聲系數(shù)為1.7 dB,三階交調(diào)點(diǎn)為-1 dBm;下變頻器在頻帶范圍內(nèi)其增益為12.5 dB,1 dB壓縮點(diǎn)-12 dBm,三階交調(diào)點(diǎn)-3 dBm。實(shí)驗(yàn)測(cè)試結(jié)果表明,所設(shè)計(jì)的前端滿足接收機(jī)的指標(biāo)要求,適合于寬帶通信系統(tǒng)。

B3G;寬帶通信系統(tǒng);零中頻接收機(jī);前端;子載波;移相器

1 引 言

移動(dòng)通信已成為當(dāng)代通信領(lǐng)域內(nèi)發(fā)展?jié)摿ψ畲?、市?chǎng)前景最廣的熱點(diǎn)技術(shù)。如今的第三代移動(dòng)通信（3G）標(biāo)準(zhǔn)比第二代移動(dòng)通信技術(shù)更強(qiáng)大,但也將面臨競(jìng)爭(zhēng)和標(biāo)準(zhǔn)不兼容等問(wèn)題。人們開(kāi)始呼吁移動(dòng)通信標(biāo)準(zhǔn)的統(tǒng)一,以期通過(guò)第四代移動(dòng)通信標(biāo)準(zhǔn)的制定來(lái)解決兼容問(wèn)題。第四代移動(dòng)通信與第三代移動(dòng)通信相比,將在技術(shù)和應(yīng)用上有質(zhì)的飛躍,具有比3G更高的通信速率和效率。B3G支持有線及無(wú)線接入,具有超過(guò)2 Mbit/s的非對(duì)稱數(shù)據(jù)傳輸能力,在高速移動(dòng)環(huán)境下速率將達(dá)到100Mbit/s,在靜止環(huán)境下將達(dá)到1 Gbit/s以上,能夠支持下一代網(wǎng)絡(luò)的各種應(yīng)用。B3G作為未來(lái)移動(dòng)通信發(fā)展的趨勢(shì),正受到越來(lái)越多的關(guān)注。而以Intel、TI等公司提出的多帶-正交頻分復(fù)用（MB-OFDM）方案較為成熟,該方案的特點(diǎn)就是把3.1～10.6GHz共7.5 GHz帶寬分成128個(gè)子帶,每個(gè)子帶需要傳輸528 MHz的帶寬,因此對(duì)射頻前端的硬件如低噪聲放大器、混頻器等都有很高的要求。而雙載波-正交頻分復(fù)用方案的特點(diǎn)就是將每個(gè)子帶的帶寬降低一半,把系統(tǒng)的復(fù)雜度、功耗和硬件難度加以折衷。因此,本文中我們基于雙載波-正交頻分復(fù)用（DC-OFDM）系統(tǒng)結(jié)構(gòu)并采用零中頻接收機(jī)結(jié)構(gòu)對(duì)B3G射頻接收機(jī)前端進(jìn)行設(shè)計(jì)。

2 射頻接收機(jī)方案的介紹

B3G射頻接收機(jī)具有很高的傳輸速率和傳輸質(zhì)量,是3G無(wú)法比擬的優(yōu)勢(shì),這也就對(duì)射頻接收機(jī)提出了很高的要求。高性能的接收機(jī)是實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)通信的關(guān)鍵,基于DC-OFDM系統(tǒng)并采用體積小、成本低和易于集成等優(yōu)點(diǎn)的模擬正交混頻零中頻接收形式[1-2],但零中頻接收機(jī)存在I、Q不平衡和直流偏移等問(wèn)題[3-4]。本文接收機(jī)原理框圖如圖1所示。

圖1 接收機(jī)的原理框圖Fig.1 Block diagram of receiver

DC-OFDM采用的是正交頻分多址技術(shù),是一種特殊的多載波傳輸方案,其主要優(yōu)勢(shì)在于較好的抗頻率選擇性衰落、較好的抗窄帶干擾能力和較高的數(shù)據(jù)傳輸速率。

本文主要針對(duì)B3G工作頻率3.4～5 GHz的射頻接收機(jī)進(jìn)行分析研究,接收機(jī)包括低噪聲放大器、混頻器、寬帶移相器等部件。

3 射頻接收機(jī)前端的設(shè)計(jì)與仿真

為了保證系統(tǒng)的性能,需要對(duì)前端射頻接收機(jī)的核心部件進(jìn)行設(shè)計(jì)和仿真,包括低噪聲放大器、混頻器和寬帶移相器的設(shè)計(jì)。

3.1 低噪聲放大器的設(shè)計(jì)

3.1.1 低噪聲放大器電路的設(shè)計(jì)

低噪聲放大器（LNA）是無(wú)線通信系統(tǒng)射頻接收機(jī)前端的關(guān)鍵模塊,在接收并放大信號(hào)的過(guò)程中起著關(guān)鍵性的作用,其增益、噪聲、線性度等都將直接影響著整個(gè)接收機(jī)的性能。因此,所設(shè)計(jì)的LNA應(yīng)具備的性能是:在低功耗的前提下能提供足夠大的增益,以克服后級(jí)（如混頻器）的噪聲干擾;優(yōu)良的噪聲性能以減小對(duì)系統(tǒng)動(dòng)態(tài)范圍的影響;良好的輸入匹配以利于信號(hào)的有效傳輸。由于這些性能指標(biāo)之間是相互交叉起作用的,所以設(shè)計(jì)過(guò)程中必須均衡考慮,兼顧各項(xiàng)性能指標(biāo)。

本文設(shè)計(jì)的寬帶低噪聲放大器采用共柵放大器的輸入阻抗來(lái)達(dá)到輸入阻抗匹配的要求。輸出匹配電路采用源隨器,利用源隨器的輸入電阻大、輸出電阻小負(fù)載能力強(qiáng)的特點(diǎn),作為輸出緩沖電路。

根據(jù)上述輸入輸出匹配電路的分析,本文設(shè)計(jì)的B3G前端的低噪聲放大器的電路如圖2所示。

由圖2可知,輸入采用共柵結(jié)構(gòu)來(lái)實(shí)現(xiàn)輸入電路的寬帶匹配作用,并利用LC高通濾波器的作用,可以接收低端截止頻率為3 GHz的輸入信號(hào);第二級(jí)采用共柵共源的放大器結(jié)構(gòu);輸出匹配電路采用源隨器來(lái)達(dá)到最大的輸出功率。

圖2 低噪聲放大器的電路圖Fig.2 The diagram of low noise amplifier

3.1.2 低噪聲放大器電路的仿真實(shí)現(xiàn)

依據(jù)上述接收機(jī)指標(biāo)的各項(xiàng)要求,我們采用兩級(jí)級(jí)聯(lián)的結(jié)構(gòu),利用安捷倫公司的ADS2008并基于TSMC 018 μ m CMOS工藝模型庫(kù)來(lái)對(duì)低噪聲放大器進(jìn)行仿真,仿真結(jié)果如圖3所示。

圖3 低噪聲放大器的仿真結(jié)果Fig.3 Simulation results of LNA

在本設(shè)計(jì)中第一級(jí)放大器采用共柵結(jié)構(gòu),這種結(jié)構(gòu)可以很好地實(shí)現(xiàn)輸入阻抗匹配。由圖3的仿真結(jié)果可見(jiàn),該低噪聲放大器在3～5 GHz范圍內(nèi),增益為19 dB,噪聲系數(shù)2 dB,三階交調(diào)點(diǎn)為-1 dBm,具有很好的增益和噪聲平坦度,滿足接收機(jī)系統(tǒng)的性能要求。

3.2 混頻器的設(shè)計(jì)

3.2.1 混頻器電路的設(shè)計(jì)

本振信號(hào)幅度對(duì)混頻器的轉(zhuǎn)換增益、線性度和噪聲系數(shù)等性能都有很大的影響[5]?；祛l器的開(kāi)關(guān)對(duì)的本振信號(hào)必須具有足夠的電壓振幅,但若本振信號(hào)幅度過(guò)大,開(kāi)關(guān)對(duì)會(huì)對(duì)共源節(jié)點(diǎn)的寄生電容進(jìn)行放電,充放電還可能出現(xiàn)尖脈沖,而且開(kāi)關(guān)對(duì)中的晶體管還可能瞬間離開(kāi)飽和區(qū),這樣反而降低了混頻器的性能。對(duì)于MOS管開(kāi)關(guān)對(duì)來(lái)說(shuō),一般信號(hào)電壓幅度在100～300 mV之間比較合適。

在射頻設(shè)計(jì)過(guò)程中,我們要考慮避免反射信號(hào)對(duì)本地振蕩器造成干擾,本地振蕩器也需要提供一個(gè)50 Ψ的阻抗匹配。對(duì)于本振的匹配電路如圖4所示。

圖4 本振匹配電路Fig.4 LO matching circuit

對(duì)于RC的匹配電路早就應(yīng)用在混頻器中,只是在高、低頻端有很大不同的增益衰減。因此本文設(shè)計(jì)的這種適用于超寬帶信號(hào)的LO匹配電路在3.1～10.6 GHz的增益為0.5～0.75,衰減量很小,滿足設(shè)計(jì)的要求。

對(duì)于混頻器來(lái)說(shuō),輸入信號(hào)有本振信號(hào)和射頻信號(hào),因此在設(shè)計(jì)的時(shí)候必須考慮射頻輸入信號(hào)的匹配問(wèn)題,對(duì)于射頻輸入端一般都是匹配到50 Ψ。本文設(shè)計(jì)的混頻器的射頻輸入匹配電路如圖5所示。

圖5 射頻匹配電路Fig.5 RF matching circuit

對(duì)于混頻器的射頻輸入信號(hào)的匹配設(shè)計(jì)我們把電阻RL定為50 Ψ,對(duì)于超寬帶3.1～10.6 GHz的信號(hào)采用兩個(gè)LC電路進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì),使射頻輸入信號(hào)阻抗匹配并且輸入信號(hào)回波損耗降到最低。

根據(jù)前面對(duì)混頻器匹配電路和性能參數(shù)的分析,并考慮混頻器開(kāi)關(guān)對(duì)導(dǎo)通產(chǎn)生的1/f噪聲和二階交調(diào)成分與混頻器的寄生電容都會(huì)產(chǎn)生直流失調(diào)成分,對(duì)后級(jí)的零中頻接收形式產(chǎn)生很大的影響。因此本混頻器在開(kāi)關(guān)對(duì)之間注入一個(gè)固定的偏置電流來(lái)降低1/f噪聲的影響,同時(shí)在開(kāi)關(guān)對(duì)晶體管之間串聯(lián)一個(gè)電感,利用電感吸收電容充放電的電流,因而可以減小寄生電容對(duì)混頻器的干擾作用。本文研究的混頻器結(jié)構(gòu)如圖6所示。

圖6 混頻器的電路圖Fig.6 Schematic of the proposed mixer

3.2.2 混頻器的仿真實(shí)現(xiàn)

混頻器在接收機(jī)中處于射頻信號(hào)幅度最高的位置,而且許多干擾信號(hào)未得到有效抑制,因此線性度是一個(gè)非常重要的指標(biāo);同LNA相似,適當(dāng)?shù)脑鲆嬗兄谝种坪罄m(xù)電路的噪聲。

本文基于 TSMC 0.18 μ m RF CMOS工藝模型,利用安捷倫公司的ADS2008對(duì)混頻器在3～10 GHz頻帶范圍內(nèi)的傳輸增益、端口隔離度、1 dB壓縮點(diǎn)和三階交調(diào)點(diǎn)進(jìn)行仿真,仿真結(jié)果如圖7所示。

由圖7可見(jiàn),1 dB壓縮點(diǎn)在-15 dBm左右,三階交調(diào)點(diǎn)在-5 dBm左右;在3～5 GHz頻帶范圍內(nèi)增益誤差僅為1 dB,且輸入端的隔離度為-20 dB,該仿真的各項(xiàng)指標(biāo)滿足接收機(jī)的性能指標(biāo)要求。

圖7 混頻器仿真結(jié)果Fig.7 Simulation results of mixer

3.3 射頻寬帶移相器

零中頻接收機(jī)存在的固有缺陷就是當(dāng)本振發(fā)生相位偏移時(shí)會(huì)導(dǎo)致接收機(jī)的I、Q不平衡,使得系統(tǒng)性能急劇下降。一般可以用RC-CR移相網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生正交本振信號(hào),RC-CR移相網(wǎng)絡(luò)將輸入信號(hào)分別移相±45°,在輸出端產(chǎn)生兩路正交的I、Q信號(hào),但是輸出的I、Q兩路正交信號(hào)只在頻率點(diǎn)幅度才保持一致,而且單級(jí)的RC-CR移相網(wǎng)絡(luò)只在單頻上才能達(dá)到完全的增益匹配。相位和增益的匹配對(duì)RC-CR移相網(wǎng)絡(luò)的適配特別敏感。本系統(tǒng)中為了降低零中頻接收機(jī)對(duì)相位偏移的敏感度,在射頻前端加了一個(gè)寬帶移相模塊。文獻(xiàn)中采用兩級(jí)的寬帶移相網(wǎng)絡(luò),我們對(duì)其進(jìn)行改進(jìn),采用三級(jí)的寬帶移相網(wǎng)絡(luò),其結(jié)構(gòu)如圖8所示。

圖8 三級(jí)寬帶移相網(wǎng)絡(luò)Fig.8 Broadband phase-shifting network

圖9 幅頻特性Fig.9 Amplitude-frequency characteristic

圖10 相頻特性Fig.10 Phase-frequency characteristic

從上述仿真結(jié)果可知,當(dāng)輸入信號(hào)在1.6～6.4 GHz頻段時(shí)輸出信號(hào)能很好地保持正交性。觀察圖9和圖10知,相頻特性在頻帶內(nèi)正交性良好,且幅度的衰減為-5.692～-5.875 dB,頻帶內(nèi)輸出信號(hào)幅度的衰減量誤差為0.163 dB,這個(gè)誤差范圍不影響系統(tǒng)的性能。

4 射頻接收機(jī)驗(yàn)證電路的測(cè)試

經(jīng)過(guò)設(shè)計(jì)、仿真研制出的DC-OFDM雙正交零中頻射頻接收機(jī)符合現(xiàn)代通信的高要求,為了驗(yàn)證雙正交零中頻接收機(jī)形式能很好地解決傳統(tǒng)零中頻接收機(jī)存在的I、Q不平衡和直流漂移問(wèn)題[2,6-7],但鑒于現(xiàn)有器件的限制只制作了一個(gè)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證電路,以驗(yàn)證方案的可行性。經(jīng)仿真、設(shè)計(jì)、制作的雙載波零中頻接收機(jī)實(shí)驗(yàn)測(cè)試平臺(tái)如圖11所示。

圖11 實(shí)驗(yàn)接收機(jī)測(cè)試平臺(tái)Fig.11 Experimental test p latform

當(dāng)接收機(jī)存在相位誤差時(shí),為比較兩種零中頻接收機(jī)對(duì)相位的敏感度,現(xiàn)使接收機(jī)系統(tǒng)存在相同的相位誤差時(shí)比較兩接收機(jī)矢量圖,實(shí)驗(yàn)測(cè)試矢量圖如圖12所示。

經(jīng)仿真和實(shí)驗(yàn)測(cè)試可知,在系統(tǒng)存在相位誤差時(shí),本接收機(jī)方案的矢量和星座圖都遠(yuǎn)優(yōu)于傳統(tǒng)的零中頻接收機(jī)方案,接收機(jī)系統(tǒng)的鏡像抑制能力較傳統(tǒng)零中頻接收機(jī)約提高了10～15 dB,接收機(jī)的系統(tǒng)性能大大提高。

5 結(jié) 論

本文設(shè)計(jì)的DC-OFDM雙正交零中頻接收機(jī)采用模擬正交混頻降低了對(duì)AD的要求,通過(guò)實(shí)驗(yàn)電路的測(cè)試可以很好地解決零中頻接收機(jī)存在的I、Q不平衡和直流偏移問(wèn)題。在此基礎(chǔ)上仿真設(shè)計(jì)了B3G射頻接收機(jī)前端模塊,結(jié)果表明滿足射頻前端低噪聲、高線性和良好隔離度的要求。隨著無(wú)線通信的發(fā)展,雙載波B3G零中頻接收機(jī)必然有廣泛的前景,對(duì)實(shí)現(xiàn)無(wú)線寬帶技術(shù)也有一定的參考價(jià)值。

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Design of a Front-end for B3G RF Receivers

TIAN Ke-chun,ZHOU Wu-zhong,QIN Yuan-nian,ZHAO Feng
（Information and Communication Institute,Guilin University of Electronic Technology,Guilin 541004,China）

DC-OFDM zero-IF receiver scheme is studied in this paper.Two adjacent sub-carriers in splitter/combiner manner for signal processing are adopted to reduce the difficulty and complexity of the hardware.B3G RF receiver is designed through ADS software and the minimum noise figure of low-noise amplifier（LNA）is 1.7 dB,and the third-order intermodulation point is-1 dBm,the gain of down converter within range of the frequency band is 12.5 dB,1dB compression point is-12 dBm,and the third-order intermodulation point is-3 dBm.Experimental test results illustrate that the designed front-endmeets the demands of the receiver and is suitable for broadband communication systems.

B3G;broadband communication system;zero-IF receiver;front-end;sub-carrier;phase-shifter

The National Natural Science Foundation of China（No.60872022）

TN929.5

A

10.3969/j.issn.1001-893x.2010.11.020

1001-893X（2010）11-0094-06

2010-05-14;

2010-09-07

國(guó)家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目（60872022）

田克純（1950-）,男,河南洛陽(yáng)人,教授,主要研究方向:移動(dòng)通信與個(gè)人通信;

TIAN Ke-chun was born in Luoyang,Henan Province,in 1950.He is now a p rofessor.His research interests include mobile communication and personal communication.

周武中（1983-）,男,安徽安慶人,碩士研究生,主要研究方向:無(wú)線通信技術(shù);

ZHOU Wu-zhong was born in Anqing,Anhui Province,in 1983.He is now a graduate student.His research direction is wireless communication technology.

Email:1234zwz@163.com

覃遠(yuǎn)年（1971-）,男,廣西梧州人,副教授,主要研究方向:無(wú)線通信技術(shù);

QIN Yuan-nian was born in Wuzhou,Guangxi Zhuang Autonomous Region,in 1971.He is now an associate professor.His research direction iswireless communication technology.

趙 峰（1974-）,男,山東日照人,副研究員,主要研究方向:OFDM、MIMO技術(shù)。

ZHAO Feng wasborn in Rizhao,Shandong Province,in 1974.He is now an associate engineer of professor.His research direction is OFDM and MIMO technology.