摘 要：利用可再生能源發(fā)電進行電解水制氫是實現(xiàn)可再生能源的100%消納和氫氣全綠制取的重要途經(jīng)。作為銜接可再生能源發(fā)電母線和質(zhì)子交換膜電解槽的中間環(huán)節(jié)，單個制氫電源功率等級低，不能滿足大規(guī)?？稍偕茉聪{和大功率制氫，因此需采用制氫電源的模塊化并聯(lián)方法，但模塊化并聯(lián)時存在模塊間不均流問題。針對多個制氫電源并聯(lián)時的不均流問題，提出基于三相交錯并聯(lián)LLC結(jié)構(gòu)的制氫電源并聯(lián)方案。首先，推導(dǎo)了多個制氫電源并聯(lián)等效電路，從阻抗角度入手，得到模塊間諧振參數(shù)差異是不均流的主要原因。然后，利用虛擬阻抗調(diào)整等效阻抗，從而實現(xiàn)模塊間均流。最后，搭建仿真模型和一臺兩個6 kW模塊化實驗樣機，驗證了所提并聯(lián)方案的合理性和可行性。

關(guān)鍵詞：可再生能源發(fā)電；電解水制氫；制氫電源并聯(lián)方案；諧振參數(shù)差異；虛擬阻抗

中圖分類號：TM46 """""""""""" """文獻標志碼：A

0 引 言

可再生能源電解水制氫不僅能夠促進風、光等間歇性可再生能源的100%消納，還可使氫能制造從灰氫、藍氫轉(zhuǎn)型為綠氫，從根本上改變制氫結(jié)構(gòu)，實現(xiàn)氫氣從制取到利用的全過程零碳排放［1］。在電解水制氫技術(shù)中，質(zhì)子交換膜（proton exchange membrane，PEM）電解水制氫具有功率調(diào)節(jié)范圍寬、響應(yīng)速度快等特點，更有利于匹配波動性可再生能源［2］。因此，可再生能源發(fā)電和PEM電解水制氫相結(jié)合是促進可再生能源消納、實現(xiàn)氫能與可再生能源融合發(fā)展的重要途徑，具有持續(xù)供能和環(huán)保的雙重意義［3］。但可再生能源發(fā)電的電壓等級通常與PEM電解槽工作電壓不匹配，需要有高效可靠的DC/DC變換器進行適配連接。

目前，電解水制氫DC/DC變換器主要為非隔離型的Buck變換器及其衍生拓撲、隔離型的半橋、全橋和LLC拓撲［4-5］。文獻［6］提出一種堆疊交錯降壓變換器，確保低輸出電流紋波和較好的動態(tài)響應(yīng)；文獻［7］提出一種新能源制氫電源控制策略，對電解槽進行了最大功率點跟蹤控制，降低了變換器的輸出電流紋波，優(yōu)化了效率；文獻［8］考慮轉(zhuǎn)換效率、氫氣流速和能量消耗等指標，設(shè)計了一種適合電解槽的三電平交錯DC/DC降壓變換器；文獻［9］提出一種兩級軟開關(guān)高頻變壓器隔離DC/DC變換器，升壓變換器用作前級，LCL型串聯(lián)諧振變換器作為后級；文獻［10］將半橋結(jié)構(gòu)應(yīng)用在風/光/氫/儲的新能源系統(tǒng)中，該拓撲結(jié)構(gòu)采用可控全橋整流，可以降低開關(guān)器件的開關(guān)損耗，實現(xiàn)寬范圍調(diào)節(jié)；文獻［11］提出基于Y型三相交錯并聯(lián)LLC拓撲的電解水制氫方案，綜合考慮了可再生能源發(fā)電的波動性和PEM電解槽大電流低紋波特性。

上述電解水DC/DC制氫電源主要針對輸出電流紋波和效率進行優(yōu)化。但均存在功率等級低、無法消納大規(guī)模的可再生能源和不能大功率制氫等缺陷。大功率制氫工業(yè)應(yīng)用中常采用6脈波晶閘管整流器或12脈波晶閘管整流器為電解槽供電，但不適配DC/DC制氫場景［12］。針對大功率DC/DC制氫場景，需要拓展制氫電源功率等級，因此需采用制氫電源的模塊化并聯(lián)方法，但模塊間參數(shù)差異勢必會導(dǎo)致模塊間不均流，需研究多臺DC/DC制氫電源并聯(lián)的均流控制策略。文獻［13］提出8相交錯5組模塊并聯(lián)的Buck變換器及其交錯并聯(lián)控制策略；文獻［14］提出模塊化并聯(lián)諧振式DC/DC變換器及其控制策略，提高了系統(tǒng)的可靠性和效率；文獻［15］采用移相補償?shù)姆绞綄崿F(xiàn)均流控制，其控制方法為各模塊使用同一工作頻率，控制每個模塊內(nèi)對角開關(guān)管間移相角，但需測量高頻脈動電流信息，實際工程應(yīng)用難以保證其測量精度；文獻［16］對半橋LLC變換器并聯(lián)系統(tǒng)，采用下垂控制均衡模塊間的負載電流；文獻［17］將半橋LLC變換器的二次側(cè)替換為PWM整流方式，利用各路輸出電流作為控制信號對二次側(cè)進行脈寬調(diào)制控制，提供附加的電壓增益，實現(xiàn)均流控制；文獻［18］采用前級飛跨電容型三電平Buck變換器加后級LLC諧振變換器兩級式并聯(lián)結(jié)構(gòu)，以輸出電流為控制目標，采用主從控制，實現(xiàn)模塊間的均流。

綜上，本文提出基于三相交錯并聯(lián)LLC結(jié)構(gòu)的制氫電源并聯(lián)方案。單臺制氫電源采用三相交錯并聯(lián)LLC結(jié)構(gòu)，具備大電流低紋波、寬輸出電壓范圍、高電壓變換比及電氣隔離的優(yōu)勢，適配PEM電解槽特性。多臺制氫電源并聯(lián)時，制氫電源的距離跨度較小，可以忽略線路阻抗，所提并聯(lián)控制方案針對輸出阻抗進行分析，從諧振參數(shù)差異影響輸出阻抗模值的角度入手，進而分析模塊間不均流原因，然后通過串入虛擬阻抗調(diào)節(jié)制氫電源輸出特性，均衡輸出電流。所提并聯(lián)方案無需添加額外元件和電路，結(jié)構(gòu)簡單，易于模塊化和拓展功率等級。同時不依賴通訊，系統(tǒng)可靠性高，動態(tài)響應(yīng)速度快，滿足波動性可再生能源消納制氫場景。

1 制氫電源并聯(lián)特性分析

1.1 制氫電源并聯(lián)結(jié)構(gòu)

制氫電源模塊化并聯(lián)結(jié)構(gòu)如圖1所示，通過多模塊并聯(lián)降低輸入、輸出端器件應(yīng)力，拓展功率等級。圖1中，[Vin]為輸入電壓，[Ioi（i=1， 2， …， n）]為各模塊輸出電流，[Io]為總輸出電流；[Vo]為PEM電解槽電壓。

單臺制氫電源拓撲結(jié)構(gòu)基于傳統(tǒng)Y型三相交錯并聯(lián)LLC進行優(yōu)化設(shè)計，如圖2所示。高頻變壓器設(shè)計為“原串副并”的形式。每相變壓器由兩個變壓器組成，兩個變壓器的一次側(cè)串聯(lián)進行分壓，每個變壓器所傳輸功率為每相傳輸功率一半，便于設(shè)計變壓器變比，減小單個變壓器的體積。兩個變壓器的二次側(cè)并聯(lián)進行分流，兩個整流橋各自承擔一半電流，降低二極管電流應(yīng)力，減小整流側(cè)的導(dǎo)通損耗，有利于簡化熱設(shè)計及提升效率。圖2中，S1～S6為一次側(cè)開關(guān)管，同一橋臂間導(dǎo)通角度相差180°，3個橋臂間導(dǎo)通角度相差120°；[LrA、LrB、LrC]為諧振電感；[CrA、CrB、CrC]為諧振電容；[LmA]、[LmB]、[LmC]為勵磁電感；T1～T6為變壓器；D1～D12為整流二極管；[Co]為輸出濾波電容；[irA、irB、irC]為諧振電流；[iD1_1～iD2_3]分別為流過兩個整流橋的電流；[Ic]為未經(jīng)電容濾波的電流；[Io]為濾波后的電流。

在實際應(yīng)用中，制氫電源工作頻率在幾十千赫茲到幾百千赫茲之間，頻繁的開通、關(guān)斷功率器件會產(chǎn)生較大的開關(guān)損耗，這不僅會降低制氫電源效率，同時會加大散熱系統(tǒng)的設(shè)計難度。制氫電源采用的Y型三相交錯并聯(lián)LLC拓撲具備良好的軟開關(guān)特性，大大降低了功率器件的開關(guān)損耗。Y型三相交錯并聯(lián)LLC拓撲三相結(jié)構(gòu)相同，每相有兩個固有諧振頻率，當[Lr、Cr]諧振時，固有頻率為[fr]，當[Lr、Cr、Lm]諧振時，固有頻率為[fm]，分別為：

[fr=12πLrCrfm=12π（Lr+Lm）Cr] （1）

三相LLC諧振變換器工作頻率為[fs]。當[fs≤fm]時，變換器在容性區(qū)工作，一次側(cè)開關(guān)管不能實現(xiàn)零電壓開通（zero voltage switch，ZVS），并且因為開關(guān)管體二極管存在反向恢復(fù)特性，同一橋臂有直通的可能，因此變換器不能工作于容性區(qū)；當[fmlt;fslt;fr]時，一次側(cè)開關(guān)管可實現(xiàn)ZVS開通，二次側(cè)整流二極管可實現(xiàn)零電流關(guān)斷（zero current switch，ZCS）；當[fs=fr]時，一次側(cè)開關(guān)管可實現(xiàn)ZVS開通，二次側(cè)整流二極管處于ZCS關(guān)斷臨界狀態(tài)；在[fsgt;fr]時，一次側(cè)開關(guān)管可實現(xiàn)ZVS開通，二次側(cè)整流二極管硬關(guān)斷；因此，變換器工作在[fmlt;fslt;fr]時可實現(xiàn)軟開關(guān)，降低損耗和提升電能變換效率。

此外，三相交錯并聯(lián)技術(shù)可實現(xiàn)低輸出電流紋波。一次側(cè)3個橋臂交錯120°導(dǎo)通，二次側(cè)三相電流交錯120°疊加輸出。由于每個整流橋承擔一半功率輸出，可得整流橋輸出電流為：

[Ic2=1T0TiD11t+iD12t+iD13tdtIc2=1T0TiD21t+iD22t+iD23tdt] （2）

變換器工作在諧振頻率[fr]時（忽略死區(qū)時間），得到電流紋波近似計算公式為：

[ΔIc%=Icmax-IcminIo×100%] （3）

式中：[ΔIc]——電流紋波率；[Icmax]——電流紋波最大值；[Icmin]——電流紋波最小值。

由式（2）可計算出三相交錯并聯(lián)LLC拓撲的輸出電流紋波率為14.2%，而單相LLC拓撲輸出電流紋波率為157%，采用三相交錯并聯(lián)LLC拓撲可顯著降低輸出電流紋波。

1.2 制氫電源并聯(lián)等效模型

在分析模塊間的不均流問題前，有必要先分析單個模塊的等效電路，便于簡化并聯(lián)模型。三相交錯并聯(lián)LLC拓撲為Y-Y結(jié)構(gòu)，采用基波分析法（fundamental harmonic analysis， FHA）將其等效為圖3所示的三相交流等效電路，其中[VA]、[VB、VC]為輸入電壓經(jīng)開關(guān)管調(diào)制后互差120°的方波電壓的基波；[Rac=6n2Ro/π2]為負載電阻折算到一次側(cè)的交流等效電阻［19］，[Ro]表示PEM電解槽。

圖3中，由KVL和KCL可得：

[VB-VA+ZAirA-ZBirB=0VC-VA+ZAirA-ZCirC=0irA+irB+irC=0] （4）

其中：

[Zi=sLri+1sCri+sLmiRacisLmi+Racinbsp;"""""i=A，B，C] （5）

在分析模塊間的不均流問題時，假設(shè)模塊內(nèi)三相諧振參數(shù)相等，即[ZA=ZB=ZC=Z]，則根據(jù)式（4）可得三相諧振電流與電壓之間的關(guān)系為：

[irAirBirC=13Z2-1-1-12-1-1-12VAVBVC] （6）

[VA]、[VB]和[VC]幅值均等于[Vin]，相位互差120°，其矢量和為0，則有：

[VA+VB+VC=0] （7）

由式（6）和式（7）可計算出三相諧振電流為：

[iri=ViZ， """""""i=A，B，C] （8）

式（8）表明，當三相諧振參數(shù)相等時，每相電流幅值相等，相位互差120°。此時可將三相結(jié)構(gòu)等效為圖4所示的單相結(jié)構(gòu)分析，A相相電壓的基波分量[VAO]為：

[VAO=2Vinπsin（ωst）] （9）

交流等效阻抗兩端電壓的基波分量[VacA]為：

[VacA=2nVoπsin（ωst）] （10）

式中：[ωs=2πfs]。

以兩模塊并聯(lián)為例，兩模塊并聯(lián)時，輸出電壓相等，如果每個模塊的輸出電流[Io1]和[Io2]不相等，則可等效為每個模塊的帶載情況不等，按功率分配將[Ro]等效為兩個電阻[Ro1]和[Ro2]，分別作為兩模塊各自的等效負載。定義[Ro1]和[Ro2]的值為：

[Ro1=Roα， """"""""α∈[0，1]Ro2=Ro1-α， """"α∈[0，1]] （11）

兩者并聯(lián)的值即為[Ro]，其中[α]為誤差參數(shù)。當[α=1]時，[Ro1]的值等于[Ro]，[Ro2]為∞，即模塊1承擔全部負載，模塊2為空載。[α=0]時，兩模塊帶載情況相反。根據(jù)圖4，以各模塊承受不同的負載代替不同的輸出電流，可得到模塊并聯(lián)的簡化等效電路如圖5所示。

圖5中，[VAO1]和[VAO2]不相等，這是由于兩模塊并聯(lián)時工作頻率不同導(dǎo)致的，[Rac1=6n2Ro1/π2]，[Rac2=6n2Ro2/π2]。

模塊并聯(lián)時，為衡量模塊間均流水平，定義不平衡度k為：

[k=Io1-Io2Io1+Io2=|1-2α|] （12）

當[k=0]時，兩模塊間完全均流。

2 制氫電源并聯(lián)不均流原因分析

根據(jù)戴維南定理，將圖5中單個模塊等效為電壓[Vac]和等效阻抗[Zth]的串聯(lián)電路，如圖6所示。

由圖6可推導(dǎo)模塊等效阻抗[Zth]為：

[Zth=jωsLm[jωsLr+1/（jωsCr）]jωsLr+1/（jωsCr）+jωsLm] （13）

則等效輸出電流[iac]為：

[iac=VacZth+Rac] （14）

由式（14）可知，模塊間諧振參數(shù)偏差影響會影響各模塊等效阻抗的模值，進而影響等效輸出電流，造成模塊間不均流。

2.1 諧振電感差異對等效阻抗模值的影響

當兩模塊諧振電感參數(shù)存在差異時（標稱[Lr=12.5 ]μH，[±10%]偏差），假設(shè)諧振電容和勵磁電感參數(shù)不變，[Cr=282 nF]、[Lm=100 μH]。通過Matlab繪制等效阻抗的模值[|Zth|]、諧振電感[Lr]和工作頻率[fs]的三維曲線如圖7所示。從圖7可看出：1）在諧振頻率點時等效阻抗[|Zth|]為0，當[Lr]從[-10%]偏差到+10%偏差變化時，諧振頻率[fr]從90.4 kHz降低到80.1 kHz；2）若[Lr]恒定，隨著[fs]的增大，[|Zth|]先減小再增大。

兩模塊并聯(lián)穩(wěn)定運行時工作頻率穩(wěn)定，分別以50、70、90、110、130和150 kHz為定頻點繪制曲線如圖8所示。從圖8可看出，當[fslt;fr]時，隨著[Lr]的增大，[|Zth|]線性減小；當[fsgt;fr]時，隨著[Lr]的增大，[|Zth|]線性增大。

2.2 諧振電容差異對等效阻抗模值的影響

當兩模塊諧振電容參數(shù)存在差異時（標稱[Cr=282] nF，[±10%]偏差），假設(shè)諧振電感和勵磁電感參數(shù)不變，[Lr=12.5 μH]、[Lm=100 μH]。通過Matlab繪制等效阻抗的模值[|Zth|]、諧振電容[Cr]和工作頻率[fs]的三維曲線如圖9所示。從圖9可看出：1）在諧振頻率點時等效阻抗[|Zth|]為0，當[Cr]從[-10%]偏差到+10%偏差變化時，諧振頻率[fr]從90 kHz 降低到80.9 kHz；2）若[Cr]恒定，隨著[fs]的增大，[|Zth|]先減小再增大。

若[fs]恒定，取定頻點繪制曲線如圖10所示。從圖10可看出，當[fmlt;frlt;fs]時，隨著[Cr]的增大，[|Zth|]非線性減小；當[fsgt;fr]時，隨著[Cr]的增大，[|Zth|]線性增大。

2.3 勵磁電感差異對等效阻抗模值的影響

當兩模塊勵磁電感參數(shù)存在差異時（標稱[Lm=100] [μ]H，[±10%]偏差），假設(shè)諧振電感和諧振電容參數(shù)不變，[Lr=12.5 μH]、[Cr=282] nF。通過Matlab繪制等效阻抗的模值[|Zth|]、勵磁電感[Lm]和工作頻率[fs]的三維曲線如圖11所示。從圖11可看出：1）在諧振頻率點時等效阻抗[|Zth|]為0，當[Lm]從[-10%]偏差到+10%偏差變化時，諧振頻率[fr]恒為84.8 kHz；2）若[Lm]恒定，隨著[fs]的增大，[|Zth|]先減小再增大。

若[fs]恒定，取定頻點繪制曲線如圖12所示。從圖12可看出，當[fmlt;frlt;fs]時，隨著[Lm]的增大，[|Zth|]線性減小；當[fsgt;fr]時，隨著[Lm]的增大，[|Zth|]線性增大。

通過對比圖8、圖10和圖12可知，3個諧振參數(shù)對等效阻抗的模值的影響不同。3個諧振參數(shù)均從[-10%]偏差到[+10%]偏差變化時，當[fmlt;frlt;fs]時，諧振電容偏差導(dǎo)致的[Δ|Zth|]最大，勵磁電感偏差導(dǎo)致的[Δ|Zth|]最?。划擺fsgt;fr]時，諧振電感偏差導(dǎo)致的[Δ|Zth|]最大，勵磁電感偏差導(dǎo)致的[Δ|Zth|]最小。此外當工作頻率靠近諧振頻率點時等效阻抗的模值較小，此時模塊間不均流程度較小。上述分析表明，諧振參數(shù)差異會導(dǎo)致輸出電流不均，因此需采取有效的辦法實現(xiàn)并聯(lián)系統(tǒng)的均流。

3 基于虛擬阻抗的制氫電源并聯(lián)方案

如圖13所示，通過串入阻抗[Zs]調(diào)整模塊等效輸出電流的大小，此時等效輸出電流為：

[iac=VacZth+Zs+Rac] （15）

通過對兩模塊串入[Zs]，當[Zs]足夠大時，諧振參數(shù)差異導(dǎo)致的[|Zth|]的變化對整體阻抗影響較小，兩模塊的輸出電流均流。針對串入的阻抗，如果使用真實的電容、電阻和電感將帶來額外的損耗，降低制氫電源的效率。此外，額外的元器件也會增加板件的體積和制作成本，降低功率密度。因此，采用虛擬阻抗以實現(xiàn)均流控制。

由于諧振電感差異在不同頻率段導(dǎo)致的[Δ|Zth|]較大，并且諧振電感值還要考慮變壓器漏感，因此分析當諧振電感參數(shù)存在偏差時不同大小的虛擬阻抗對均流效果的改善不同，分別繪制[Zs=10]、30和50 Ω時等效阻抗的模值[|Zth|]、諧振電感[Lr]和工作頻率[fs]三者的關(guān)系曲線，如圖14所示。對比圖14a～圖14c可看出，加入虛擬阻抗后諧振參數(shù)差異導(dǎo)致的等效阻抗變換范圍分別為4.6、1.8和1.1 Ω，隨著虛擬阻抗的增大等效阻抗變換范圍減小，均流效果變好。

為直觀的體現(xiàn)虛擬阻抗設(shè)置值對均流效果的對比，取多組虛擬阻抗值繪制[|Zth|]變化范圍隨[Zs]變化的曲線如圖15所示，可見隨著[Zs]變大，[|Zth|]變化范圍越來越小。表明加入虛擬阻抗后，諧振參數(shù)差異只能小范圍影響等效阻抗模值，加入虛擬阻抗可實現(xiàn)模塊間均流。

基于虛擬阻抗的并聯(lián)均流控制框圖如圖16所示。在制氫電源的電壓電流雙閉環(huán)基礎(chǔ)上加入虛擬阻抗控制。圖16中電壓外環(huán)反饋量為輸出電壓，電流內(nèi)環(huán)反饋量為三相諧振腔電流疊加，相比于輸出電流，以諧振腔電流作為反饋量，調(diào)節(jié)速度更快，可以防止諧振電流超調(diào)，提升系統(tǒng)動態(tài)響應(yīng)。

虛擬阻抗控制以輸出電壓和輸出電流為反饋量，根據(jù)基波分析法，輸出電壓[Vo=πVacm/2n]，[Vacm]為[Vac]幅值；模塊內(nèi)三相諧振參數(shù)一致時，每相傳遞總功率的1/3，輸出電流[Io=3niacm/π]，[iacm]為[iac]幅值；[M1]和[M2]為虛擬阻抗，[M1=M2=π2Zs/6n2]。

4 仿真與實驗

4.1 仿真

為驗證本文所提并聯(lián)方案的可行性，基于Matlab/Simulink平臺搭建制氫電源并聯(lián)模型。輸入電壓650～750 V，額定輸出電壓200 V，額定輸出電流30 A，仿真參數(shù)與實際參數(shù)一致，兩個制氫電源實際參數(shù)如表1所示。

基于虛擬阻抗的并聯(lián)仿真波形如圖17所示，額定功率時，在未加入虛擬阻抗控制之前模塊1輸出電流為22.5 A，模塊2輸出電流為37.1 A，模塊2過流，[k]為24.5%。在0.008 s加入虛擬阻抗控制，可見模塊1和模塊2電流基本一致，[k]約為0%。

仿真得到負載由滿載切換到輕載、輕載切換到滿載時的電壓、電流波形如圖18所示。在負載切換過程中，輸出電壓平穩(wěn)，輸出電流平滑過渡無沖擊，切載后仍保持很好的均流特性，驗證了加入虛擬阻抗控制的并聯(lián)系統(tǒng)具備良好的動態(tài)性能。

4.2 實驗

為驗證所提方案，制作一臺兩個6 kW模塊化實驗樣機，樣機照片如圖19所示。實驗部分分為單模塊制氫電源特性實驗及多模塊并聯(lián)實驗。

圖20為制氫電源一、二次側(cè)軟開關(guān)特性波形。圖20a為MOSFET的驅(qū)動和電壓波形，圖20b為二極管兩端反向電壓和電流波形，在額定工作狀態(tài)下，一次側(cè)開關(guān)管實現(xiàn)ZVS開通，二次側(cè)二極管實現(xiàn)ZCS關(guān)斷。制氫電源具備的軟開關(guān)特性降低了損耗，提升電能變換效率。

圖21為額定狀態(tài)下輸出電流紋波波形。圖21a為未經(jīng)電容濾波的輸出電流[Ic]紋波波形，在一個開關(guān)周期內(nèi)，整流后的輸出電流有6次波動，經(jīng)計算電流的紋波率[ΔIc%]為19.8%，實際測試值與理論計算14.2%略有差異，這是由于實驗中設(shè)置了死區(qū)且一個模塊內(nèi)三相電流不完全一致導(dǎo)致的。圖21b為經(jīng)電容濾波后輸出電流[Io]紋波波形，經(jīng)計算紋波僅為0.98%，低于商業(yè)化制氫電源紋波標準（3%），有利于提升制氫效率［20-21］。

圖22為兩個制氫電源模塊并聯(lián)輸出電壓電流波形。圖22a為未加入虛擬阻抗時的波形，模塊1輸出電流為1.86 A，模塊2輸出電流為7.04 A，不均流程度[k]為58.2%。圖22b為加入虛擬阻抗后的波形，模塊1輸出電流為6.79 A，模塊2輸出電流為7.01 A，不均流程度[k]為1.6%，可見模塊1和模塊2基本均流。

進行并聯(lián)切載實驗如圖23所示。從圖23可看出，突增載和突減載后，電流迅速變化后趨于穩(wěn)定，未出現(xiàn)電流過沖和振蕩的情況，電壓波形穩(wěn)定，突增載和突減載前后均保持很好的均流特性，驗證了所提并聯(lián)方案具備良好的動態(tài)性能。同時，突增載和突減載后兩個模塊動態(tài)響應(yīng)速度快，能夠滿足功率波動的可再生能源制氫場景。

圖24為所提制氫電源方案及推挽結(jié)構(gòu)制氫電源的效率曲線，所提方案整體效率在90%左右，在額定70%負載率時，效率最高為93.1%。與已存在的隔離型制氫電源相比［22］，具有較高效率優(yōu)勢。

5 結(jié) 論

面向大規(guī)?？稍偕茉聪{和大功率制氫場景，本文提出基于三相交錯并聯(lián)LLC結(jié)構(gòu)的制氫電源并聯(lián)方案。通過分析諧振參數(shù)差異、工作頻率變化對等效阻抗模值的影響，得出諧振參數(shù)差異會導(dǎo)致模塊間不均流的結(jié)論。加入虛擬阻抗降低了諧振參數(shù)差異對等效阻抗模值的影響，改善制氫電源輸出特性，實現(xiàn)了模塊間均流。搭建了一臺兩個6 kW模塊化實驗樣機，實驗驗證了單臺制氫電源大電流輸出、低電流紋波、高電壓變換比、電氣隔離及易實現(xiàn)軟開關(guān)的優(yōu)勢，可滿足PEM電解槽工作特性。多模塊并聯(lián)的仿真與實驗驗證了所提制氫電源并聯(lián)方案具備良好的均流能力和動態(tài)特性，滿足可再生能源模塊化制氫場景下的應(yīng)用，具備實際工程意義。

符號表

[Lr] 諧振電感，H

[Cr] 諧振電容，F(xiàn)

[Lm] 勵磁電感，H

[fr、fm] 諧振頻率，Hz

[fs] 工作頻率，Hz

[ΔIc] 電流紋波，A

[ΔIc] 電流紋波率，%

[Icmax] 電流紋波最大值，A

[Icmin] 電流紋波最小值，A

[VA、VB、VC] 互差120°的方波電壓的基波，V

[ZA、ZB、ZC] A、B、C三相阻抗，Ω

[irA、irB、irC] A、B、C三相諧振電流，A

[Rac] 交流等效阻抗，Ω

[VAO] A相相電壓的基波分量，V

[VacA] A相交流等效阻抗電壓的基波分量，V

[ωs] 角頻率，rad/s

[Ro] 總負載，Ω

[Ro1、Ro2] 按功率分配的每個模塊帶載，Ω

[k] 不平衡度

[Zth] 等效阻抗，Ω

[iac] 等效輸出電流，A

[Zs] 串入阻抗，Ω

[M1、M2] 虛擬阻抗，Ω

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RESEARCH ON PARALLEL SCHEME OF HYDROGEN PRODUCTION FROM ELECTROLYTIC WATER BASED ON RENEWABLE

ENERGY GENERATION

Zhang Xiaowei"Su Xingyu"Zhou Jinghua"Meng Xiangfei2

（1. Inverter Technology Engineering Research Center of Beijing， North China University of Technology， Beijing 100144， China；

2. Institute of Electrical Engineering， Chinese Academy of Sciences， Beijing 100083， China）

Abstract：Hydrogen production from electrolytic water based on renewable energy generation is an important way to achieve 100% consumption of renewable energy and preparation of green hydrogen. As the intermediate link between renewable energy generation bus and proton exchange membrane electrolyzer， a single hydrogen production power supply has a low power level and cannot achieve large-scale consumption of renewable energy and high power hydrogen production. Therefore， the modular parallel method of hydrogen production power supply needs to be adopted， but the problem of current imbalance between modules exists in the modular parallel. In order to solve the problem of current imbalance， a parallel scheme of hydrogen production power supply based on three-phase staggered parallel LLC structure is proposed. Firstly， multiple parallel equivalent circuits of hydrogen production power supply are derived. From the point of impedance， it is found that the difference of resonant parameters between modules is the main reason for the current imbalance. Then， the virtual impedance is used to adjust the equivalent impedance， so that the current is balanced between modules. Finally， a simulation model and two 6 kW modular experimental prototypes are built to verify the rationality and feasibility of the proposed parallel scheme.

Keywords：renewable energy generation； hydrogen production from electrolytic water； parallel scheme of hydrogen production power supply； difference of resonant parameters； virtual impedance