摘" 要： 為了提高通信系統(tǒng)的工作效率，提出一種基于F類理論的π型諧波控制網(wǎng)絡(luò)。該網(wǎng)絡(luò)利用直流偏置電路引入二次諧波短路點，從而降低諧波控制電路的復(fù)雜度；同時，能夠確保二次、三次諧波阻抗不受后續(xù)基波匹配電路的影響。為避免寄生參數(shù)對晶體管芯漏極阻抗的影響，在π型諧波控制網(wǎng)絡(luò)與晶體管之間引入L型寄生補償電路，實現(xiàn)二次諧波阻抗趨近零、三次諧波阻抗趨近無窮大。為驗證所設(shè)計網(wǎng)絡(luò)的可行性，設(shè)計一款高效率F類功率放大器并進行仿真測試，結(jié)果表明在1.8～2.1 GHz工作頻帶內(nèi)，飽和輸出功率為43.21～44.84 dBm，增益為13.21～14.84 dB，功率附加效率為69.59%～73.54%。由此證明了所提出的π型諧波控制網(wǎng)絡(luò)在高效率放大器設(shè)計中能夠很好地滿足各項性能指標(biāo)。

關(guān)鍵詞： F類功率放大器； 工作效率； π型諧波控制網(wǎng)絡(luò)； 諧波阻抗； L型寄生補償電路； 聯(lián)合仿真

中圖分類號： TN722?34" " " " " " " " " " " " " " "文獻標(biāo)識碼： A" " " nbsp; " " " " " " " 文章編號： 1004?373X（2025）02?0009?05

Design of high?efficiency power amplifier based on π?type harmonic control network

WANG Yating1， YANG Ping1， WANG Jun2， BAI Tian2

（1. PLAC Laboratory， College of Physical Science and Technology， Central China Normal University， Wuhan 430079， China;

2. CICT Mobile Communication Technology Co.， Ltd.， Wuhan 430205， China）

Abstract： In order to enhance the efficiency of the communication system， a π?type harmonic control network based on class F theory is proposed. In this network， the DC bias circuit is used to introduce second harmonic short?circuit points， thereby simplifying the complexity of the harmonic control circuit. Simultaneously， it can ensure that the second and third harmonic impedance is not affected by the subsequent fundamental wave matching circuit. In order to mitigate the impact of parasitic parameters on transistor core leakage extreme impedance， an L?type parasitic compensation circuit is introduced between the π?type harmonic control network and the transistor， so as to realize the second harmonic impedance approaching zero and the third harmonic impedance approaching infinity. In order to validate the feasibility of the designed network， a high?efficiency class?F power amplifier is designed and simulated. The results show that within the operating frequency band of 1.8～2.1 GHz， the saturated output power is 43.21～44.84 dBm， the gain is 13.21～14.84 dB， and the power?added?efficiency is 69.59%～73.54%. It confirms that the proposed π?type harmonic control network can effectively meet performance requirements for the high?efficiency amplifier design.

Keywords： class?F power amplifier; work efficiency; π?type harmonic control network; harmonic impedance; L?type parasitic compensation circuit; joint simulation

0" 引" 言

隨著第五代移動通信技術(shù)迅猛發(fā)展，現(xiàn)代高速通信系統(tǒng)對射頻功率放大器提出了更為嚴(yán)苛的要求，這些要求涵蓋了更高的效率、更大的輸出功率以及更卓越的線性特性。近年來，學(xué)者們廣泛而深入地探討了高效率功放F類[1?5]和逆F類[6?9]，力求在性能與技術(shù)上實現(xiàn)突破。與此同時，前兩代半導(dǎo)體已無法滿足射頻設(shè)計需求，而基于新一代半導(dǎo)體GaN的功放[10?14]在發(fā)射機系統(tǒng)中展現(xiàn)出了廣闊的應(yīng)用前景，為通信行業(yè)帶來了巨大的變革可能性。

F類功率放大器是通過調(diào)節(jié)功率放大器漏極的電壓和電流波形來提高效率，然而，由于漏源電容和封裝寄生參數(shù)[15]等因素的影響，漏極的二次和三次諧波阻抗可能會迅速偏離理想F類阻抗范圍。因此，文獻[15]中采用了雙微帶線進行寄生補償，以減少封裝寄生效應(yīng)并提高阻抗匹配精度；而文獻[16]中則提出了一種L型傳輸線寄生補償技術(shù)，該技術(shù)具備可靈活調(diào)節(jié)參數(shù)的特點，從而實現(xiàn)晶體管漏端諧波阻抗達到F類或逆F類條件。本文采用了新提出的π型諧波控制網(wǎng)絡(luò)和L型寄生補償電路[16]構(gòu)成的創(chuàng)新諧波控制電路，滿足了F類功率放大器在晶體管漏極端口的諧波阻抗條件，實現(xiàn)了結(jié)構(gòu)簡單、高效率功放設(shè)計。

1" F類功率放大器基本原理

傳統(tǒng)功率放大器中的晶體管在工作過程中會產(chǎn)生較多的諧波，存在一定的功率損耗，因此其工作效率較低。為了提高功率放大器的效率，降低各次諧波的功率是一種行之有效的方法，在時域上表現(xiàn)為晶體管漏端電壓和電流的波形沒有重疊。F類功率放大器在設(shè)計上具有獨特的優(yōu)勢，可以通過增加諧波控制電路對晶體管輸出電壓或電流中的諧波成分進行精確調(diào)控[16]。這種調(diào)控方式使得漏端電流呈半正弦狀波形且只包含基波電流和偶次諧波電流，而漏端電壓則呈方波式波形且只包含基波電壓和奇次諧波電壓，可以實現(xiàn)對信號波形的整形，示意圖如圖1所示。通過這種方式可以降低晶體管的直流損耗，并實現(xiàn)功放的高效運轉(zhuǎn)。在理想情況下，F(xiàn)類功率放大器可達到100%的能量利用效率，這意味著在輸出信號中，幾乎所有的輸入能量都會被轉(zhuǎn)換為有用能量，而不會以熱量等形式損耗，這對于提高系統(tǒng)性能、降低能耗以及實現(xiàn)綠色通信具有重要意義。

由傅里葉變換可得，F(xiàn)類功放的電壓、電流分別為：

[vD（θ）=Vdc+V1cosθ+n=3，5，7，…+∞Vncosnθ] （1）

[iD（θ）=Idc-I1cosθ-n=2，4，6，…+∞Insinnθ] （2）

式中：[θ=ω0t]，[ω0=2πf0]，[f0]、[ω0]分別為基波頻率、角頻率；V1、I1為基波的系數(shù)；Vn、In為n次諧波的系數(shù)。電流系數(shù)前的負(fù)號表示電流和電壓之間存在相位相反的關(guān)系。通過式（1）、式（2）可得出，F(xiàn)類功率放大器的阻抗符合式（3）時，功率放大器可實現(xiàn)100%的漏極效率。

[Zn=0， n為偶數(shù)∞， n為奇數(shù)] （3）

綜上所述，要實現(xiàn)理想的F類功放并達到100%的漏極效率，必須滿足以下條件：基波阻抗與最佳負(fù)載阻抗匹配，同時偶次諧波阻抗固定在史密斯圓圖左側(cè)的短路點，奇次諧波阻抗固定在右側(cè)的開路點。這就需要設(shè)計復(fù)雜的諧波控制網(wǎng)絡(luò)，然而在實際設(shè)計中，通常沒有必要引入非常復(fù)雜的控制網(wǎng)絡(luò)來控制所有諧波，此外，三次以上的諧波對F類功放的效率影響并不大。因此，本文后續(xù)分析將只針對二次和三次諧波進行控制。

2" F類功率放大器整體設(shè)計

在設(shè)計目標(biāo)功率放大器時，必須充分考慮晶體管的寄生效應(yīng)。晶體管CGH40025F等效模型如圖2所示，在功率放大器晶體管的輸出端（封裝表面）和實際漏極之間存在許多寄生元件，包括漏極和源極之間的寄生電容、封裝引起的寄生電容和電感。這些參數(shù)會導(dǎo)致晶體管漏極端電壓和電流波形偏移，從而降低功率放大器的效率，因此，在F類功率放大器設(shè)計中，必須考慮寄生參數(shù)對電路的影響。

本文介紹了一種L型寄生補償電路，以減少參數(shù)影響并提高功率放大器效率。實際的F類功率放大器的諧波控制電路包括本文設(shè)計的π型諧波控制網(wǎng)絡(luò)和文獻[16]提出的寄生補償電路，以確保晶體管漏極諧波阻抗?jié)M足F類功率放大器的阻抗條件。功放整體設(shè)計結(jié)構(gòu)簡圖如圖3所示。圖3中，晶體管漏極到封裝面的寄生分量中，漏源寄生電容Cds與封裝寄生電容Cp決定了到地寄生電容大小，鍵合線電感為串聯(lián)電感的主要部分。因此，可以將晶體管漏極D與封裝面P之間的寄生分量簡化成圖中寄生參數(shù)部分。圖3中總諧波控制電路框中π型諧波控制網(wǎng)絡(luò)為本文提出的諧波控制網(wǎng)絡(luò)，A點與B點之間電路實現(xiàn)二次諧波開路、三次諧波短路，加入的寄生補償電路與晶體管寄生參數(shù)實現(xiàn)二次、三次諧波阻抗變換，在D點二次諧波短路、三次諧波開路。TL1為終端開路微帶線，其波長為[λ12]（λ為基波波長），對于三次諧波為[λ34]（λ3為三次諧波波長），通過阻抗變換可知三次諧波在A點短路。由“諧波陷阱”概念知，由于A點提供一個三次諧波短路點的存在，使晶體管漏端向右看過去的三次諧波阻抗只與漏端和A點之間電路有關(guān)，與A的右邊電路無關(guān)。TL3為終端短路微帶線，其電長度為[λ4]，對于二次諧波為[λ22]（λ2為二次諧波波長），通過阻抗變換知二次諧波在B點短路。同理，對于二次諧波而言，晶體管漏端向右看過去的二次諧波阻抗只與漏端和B點之間電路有關(guān)，所以此電路能夠?qū)⒍?、三次諧波阻抗控制電路和后面的基波匹配電路分開，則B點左邊部分完成二次、三次諧波控制，B點右邊部分完成基波匹配。A點與B點之間二次諧波等效電路如圖4所示，在A點向右看過去的阻抗為：[ZA2=ZTL1·ZTL2ZTL1+ZTL2]，其中ZTL1、ZTL2分別為TL1、TL2的阻抗，[ZTL1+ZTL2=-jZ1tanθ1+jZ2tanθ2]，且θ1、θ2與Z1、Z2分別為TL1、TL2的電長度與特征阻抗。

B點之間等效電路圖

二次諧波在A點實現(xiàn)開路的條件為ZA2=∞，令ZTL1+ZTL2=0，取Z1=Z2=50 Ω，得θ2=15°，實現(xiàn)了ZA2=∞。

在以上電路中，A點已滿足逆F類功率放大器的諧波阻抗要求。如果設(shè)計F類功率放大器，需要使用寄生補償電路和寄生參數(shù)來完成阻抗變換；而如果設(shè)計逆F類功率放大器，則只需利用寄生補償電路來抵消寄生參數(shù)的影響即可。本文旨在設(shè)計F類功率放大器，通過L型結(jié)構(gòu)的微帶線寄生補償電路和π型寄生電路實現(xiàn)從A點到D點的二次、三次諧波分量的阻抗變換。圖5所示為二次諧波和三次諧波的等效電路。對于三次諧波，等效電路只包含TL4；而對于二次諧波，等效電路則包括TL4和TL5。首先通過調(diào)節(jié)TL4來實現(xiàn)三次諧波阻抗的變換，然后固定TL4，并調(diào)節(jié)TL5來實現(xiàn)二次諧波阻抗的變換。從漏端向右看過去的二次諧波和三次諧波輸入阻抗公式如下：

[Z（2ω）=ZTL'+j2ωLd（1+j2ωCpZTL'）j2ωCdsZTL'+j2ωLd（1+j2ωCpZTL'）+1+j2ωCpZTL'] （4）

[Z（3ω）=ZTL+j3ωLd（1+j3ωCpZTL）j3ωCdsZTL+j3ωLd（1+j3ωCpZTL）+1+j3ωCpZTL] （5）

式中：[ZTL=jZ0tan3θ4]，[ZTL′=-jZ0tan2θ4+2θ5]，θ4、θ5分別為TL4、TL5的電長度，Z0為TL4、TL5的特征阻抗；ω為基波角頻率。根據(jù)F類功放的阻抗要求Z（2ω）=0，Z（3ω）=∞，可得如下公式：

[ZTL'+j2ωLd（1+j2ωCpZTL'）=0] （6）

[j3ωCdsZTL+j3ωLd（1+j3ωCpZTL）+" " " " " " " " " " " "1+j3ωCdZTL=0] （7）

求解式（6）、式（7）聯(lián)立的方程組得：

[θ4=13arctan1-9ω2CdsLd3ωZ0（Cds+Cp-9ω2CdsLdCp）+nπ] （8）

[θ5=12arctanZ02ωLd-Z0ωCp+mπ-θ4] （9）

式中：m和n為任意整數(shù)，需要選擇合適的m和n以確保θ4和θ5的最優(yōu)化。該結(jié)果為設(shè)計提供了一個優(yōu)化的初始范圍，在電路中需要進行一定的優(yōu)化調(diào)整。

3" F類功率放大器仿真及結(jié)果

通常情況下，F(xiàn)類功率放大器的偏置設(shè)定在B類狀態(tài)，本文基于25 W GaN HEMT CGH40025F晶體管進行高效率放大器設(shè)計，功率放大管的寄生參數(shù)列于表1中。選擇將柵極的偏置電壓設(shè)定在接近其閾值電壓的-3 V，漏極的偏置電壓設(shè)定為28 V。當(dāng)晶體管增益較大時，可能會出現(xiàn)不穩(wěn)定現(xiàn)象，導(dǎo)致自激振蕩。因此，在設(shè)計放大器之前，需要確保功放管在設(shè)計頻段1.8～2.1 GHz內(nèi)能夠穩(wěn)定工作。

為了保證電路工作的穩(wěn)定性，在功放輸入通路中加入了RC并聯(lián)穩(wěn)定電路，并且在柵極偏置電路中加入了5.6 Ω電阻。接下來需要設(shè)計輸入輸出匹配電路，使輸入輸出信號能夠高效傳輸。為了獲得最佳匹配效果，使用ADS的Load?Pull和Source?Pull進行迭代操作以得到最佳阻抗。在1.8 GHz、1.95 GHz和2.1 GHz三個不同頻率下進行仿真，以獲取最佳的負(fù)載阻抗和源阻抗區(qū)域，并在此基礎(chǔ)上綜合權(quán)衡，選擇最佳阻抗數(shù)值。輸入和輸出匹配電路均采用兩段不同阻抗的傳輸線構(gòu)成的匹配網(wǎng)絡(luò)，借助史密斯圓圖計算出匹配網(wǎng)絡(luò)的具體參數(shù)。電路設(shè)計中，隔直電容選用村田電容GRM18中的10 pF電容，并使用RO4350B板材進行仿真。最終得到的功放總電路整體設(shè)計原理圖如圖6所示。

聯(lián)合仿真測試結(jié)果如圖7所示，在1.8～2.1 GHz工作頻段內(nèi)，輸入功率為30 dBm時，飽和輸出功率范圍為43.21～44.84 dBm，增益范圍為13.21～14.84 dB，功率附加效率為69.59%～73.54%。

為了更全面地了解所設(shè)計的F類功率放大器的性能，對1.8～2.1 GHz以20 MHz的間隔進行晶體管漏斷電壓電流波形掃描，飽和輸出功率下晶體管漏端處的電壓電流波形如圖8所示。觀察圖8可知，晶體管漏端的電壓電流波形呈現(xiàn)出半正弦電流和方波電壓輸出的特點。這一結(jié)果基本實現(xiàn)了F類功率放大器的理想輸出特性，證明了本文設(shè)計的正確性和可行性。

為了更直觀地展示所設(shè)計功率放大器的性能，將其與已發(fā)表文獻數(shù)據(jù)進行了對比，如表2所示。結(jié)果表明，采用π型諧波控制網(wǎng)絡(luò)結(jié)合L型寄生補償電路的設(shè)計方法，在提高功率放大器性能方面具有一定優(yōu)勢。

4" 結(jié)" 論

本文主要提出了一種π型諧波控制網(wǎng)絡(luò)，該網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)簡潔，能夠降低電路復(fù)雜度并提高系統(tǒng)性能。根據(jù)所提出的網(wǎng)絡(luò)與L型寄生補償電路進行設(shè)計，成功設(shè)計一種功率放大器。ADS聯(lián)合仿真結(jié)果表明：在1.8～2.1 GHz工作頻帶內(nèi)，輸入功率為30 dBm時，飽和輸出功率為43.21～44.84 dBm，增益為13.21～14.84 dB，功率附加效率為69.59%～73.54%。

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