一種適用于電動(dòng)汽車(chē)無(wú)線(xiàn)充電的恒壓恒流混合補(bǔ)償拓?fù)?/h1>
2024-12-13 00:00:00周曉燕王鶴霖賈海濤盧慶軒張民張海龍
太陽(yáng)能學(xué)報(bào) 2024年11期
摘 要：提出一種由光伏供能的無(wú)線(xiàn)電力傳輸系統(tǒng)，其主要應(yīng)用于電動(dòng)汽車(chē)（EV）的恒流（CC）和恒壓（CV）充電拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，只需調(diào)整繼電器的開(kāi)關(guān)狀態(tài)，即可實(shí)現(xiàn)電感電容器-電感電容器（LCC-LCC）的CC輸出和電感電容串聯(lián)（LCC-S）的CV輸出。與其他拓?fù)湎啾?，無(wú)需冗余元件，且在工作過(guò)程中開(kāi)關(guān)頻率固定，具有較高的誤差容限。所提出的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)還能實(shí)現(xiàn)雙向CC和CV充電，而無(wú)需在一次側(cè)和二次側(cè)之間進(jìn)行通信。為驗(yàn)證拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的有效性，在實(shí)驗(yàn)室中搭建6 kW樣機(jī)，其最大有效率為94%。
關(guān)鍵詞：光伏發(fā)電；電動(dòng)汽車(chē)；恒流充電；恒壓充電；混合補(bǔ)償拓?fù)?/p>
中圖分類(lèi)號(hào)：TM46" " " " " " " " " " " "文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A
0 引 言
近年來(lái)，以太陽(yáng)能、風(fēng)能等為主的新型可再生能源已成為世界各國(guó)保障能源安全和節(jié)能減排的重要途徑。其中光伏發(fā)電以經(jīng)濟(jì)效益高、能源可獨(dú)立、應(yīng)用更靈活等特點(diǎn)，使太陽(yáng)能成為目前應(yīng)用最廣泛的可再生能源之一。無(wú)線(xiàn)功率傳輸技術(shù)是一種無(wú)線(xiàn)連接，通過(guò)高頻交變磁場(chǎng)傳輸功率的技術(shù)。由于無(wú)線(xiàn)充電在安全、靈活、可靠、美觀等方面的優(yōu)越性能，其得到極大發(fā)展。這一新興且有發(fā)展前景的技術(shù)己成功應(yīng)用于各種商業(yè)領(lǐng)域［1-3］。感應(yīng)功率傳輸（inductively coupled power transfer，ICPR）是無(wú)線(xiàn)功率傳輸（wireless power transmission，WPT）系統(tǒng)的主流技術(shù)之一。
光伏發(fā)電系統(tǒng)的供能可對(duì)電池提供多種充電方式，其中兩種最常見(jiàn)的電池充電方式是恒流（constant current，CC）和恒壓（constant voltage，CV）。CC和CV充電有幾種實(shí)現(xiàn)方法。1）在系統(tǒng)的一次側(cè)或二次側(cè)安裝直流-直流變換器可實(shí)現(xiàn)直流-直流轉(zhuǎn)換。調(diào)制后端轉(zhuǎn)換器可直接實(shí)現(xiàn)CC和CV充電［4，5］。不過(guò)，由于額外的組件，系統(tǒng)的復(fù)雜性也隨之增加。此外，這種方法還會(huì)帶來(lái)額外的功率損耗。2）通過(guò)調(diào)節(jié)工作頻率，可實(shí)現(xiàn)CC和CV充電［6-9］。S-S和LCC-LCC諧振拓?fù)渲杏幸粋€(gè)CC輸出和兩個(gè)CV輸出［10］，這表明可通過(guò)調(diào)節(jié)工作頻率來(lái)實(shí)現(xiàn)CC和CV輸出。這并不是同時(shí)滿(mǎn)足連續(xù)輸出和零相位角（zero-phase angle，ZPA）的要求。分岔現(xiàn)象和控制復(fù)雜性是其他問(wèn)題［11］。3）針對(duì)CC和CV充電，構(gòu)建轉(zhuǎn)換器和諧振網(wǎng)絡(luò)的混合拓?fù)洌?2］。通過(guò)在一次側(cè)和二次側(cè)設(shè)計(jì)可重新配置的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，可實(shí)現(xiàn)CC和CV充電［13-15］。缺點(diǎn)是其需要額外的組件，這增加了設(shè)備的重量和安裝空間。4）閉環(huán)控制是一種有效的IPT系統(tǒng)控制方法，可分為一級(jí)側(cè)［16-18］和二級(jí)側(cè)控制［19-20］。這種控制方法較為復(fù)雜，需要額外的組件。5）采用特殊線(xiàn)圈結(jié)構(gòu)。利用三線(xiàn)圈結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)了CC和CV無(wú)線(xiàn)充電［21-22］。然而，這種結(jié)構(gòu)也增加了系統(tǒng)的復(fù)雜性，且由于第三線(xiàn)圈的存在，可能會(huì)導(dǎo)致耦合問(wèn)題。
這些WPT系統(tǒng)大多主要針對(duì)需單向電力流的應(yīng)用而開(kāi)發(fā)。不過(guò)，如今雙向WPT（Bi-directional WPT）系統(tǒng)在電動(dòng)汽車(chē)并網(wǎng)（V2G）系統(tǒng)中也越來(lái)越受歡迎。
在該雙向WPT系統(tǒng)研究中，輸入和輸出側(cè)都增加了一個(gè)雙向直流/直流轉(zhuǎn)換器，以穩(wěn)定輸出功率［23-25］。然而，由于增加了轉(zhuǎn)換器，系統(tǒng)體積和損耗都會(huì)增加。根據(jù)二次側(cè)附加MOSFET產(chǎn)生的波動(dòng)提出一次側(cè)控制方法［26］。該方法采用干擾觀測(cè)法，動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度慢是其缺點(diǎn)。通過(guò)檢測(cè)PWM信號(hào)和計(jì)算輸出阻抗可調(diào)節(jié)輸出功率［27］。系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，但該方法依賴(lài)于理論計(jì)算和信號(hào)檢測(cè)，結(jié)果的準(zhǔn)確性無(wú)法保證。文獻(xiàn)［28］中給出了可重構(gòu)整流器，用于實(shí)現(xiàn)二次側(cè)控制。然而，由于模式切換會(huì)導(dǎo)致不穩(wěn)定。通過(guò)調(diào)節(jié)一次側(cè)和二次側(cè)電橋之間的相對(duì)相位角，可將無(wú)功功率保持為零［29］。然而，數(shù)據(jù)傳輸延遲和誤差會(huì)在一次側(cè)和二次側(cè)之間產(chǎn)生。文獻(xiàn)［30-32］介紹了通過(guò)在副邊增加互感線(xiàn)圈進(jìn)行相位檢測(cè)的方法，這種方法需精確的采樣補(bǔ)償，而且不適用于錯(cuò)位情況。
為解決上述問(wèn)題，用于電動(dòng)汽車(chē)無(wú)線(xiàn)充電的IPT系統(tǒng)應(yīng)滿(mǎn)足以下要求：
1）可實(shí)現(xiàn)CC和CV充電，具有較高的錯(cuò)位容差。
2）可實(shí)現(xiàn)雙向無(wú)線(xiàn)充電，方便與電網(wǎng)互聯(lián)。
3）系統(tǒng)在整個(gè)運(yùn)行過(guò)程中保持高效率。
為簡(jiǎn)化IPT系統(tǒng)的拓?fù)湓O(shè)計(jì)，避免上述傳統(tǒng)拓?fù)浜涂刂品椒ù嬖诘膯?wèn)題，本文提出一種無(wú)需任何額外無(wú)源器件的CC和CV混合充電拓?fù)洹?/p>
1 提出的可重構(gòu)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)
本文提出的CC/CV充電拓?fù)淙鐖D1所示。圖1中，[Lp]、 [Ls]和[M]分別為一次側(cè)電感、二次側(cè)電感和互感，[L1、L2]分別為一次側(cè)和二次側(cè)的補(bǔ)償電感，[C1、C2、Cf1、Cf2]分別為串聯(lián)補(bǔ)償電容和并聯(lián)補(bǔ)償電容，[UAB、Iin]和[Uab、Io]分別為交流輸入和輸出電壓和電流，[UDC、IDC]和[Ub、Ib]分別為直流輸入和輸出電壓和電流。
LCC-LCC和LCC-S補(bǔ)償拓?fù)錁?gòu)成所提混合拓?fù)涞幕A(chǔ)，諧振條件為：
[ω0L1=1ω0Cf1=ω0L2=1ω0Cf2ω0（Lp-L1）=1ω0Cp1ω0（Ls-L2）=1ω0Cp2] （1）
2 拓?fù)涑潆姞顟B(tài)分析
2.1 CV正向充電狀態(tài)
本文提出的CV充電拓?fù)浜偷刃щ娐啡鐖D2和圖3所示。
當(dāng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)工作在CV充電模式時(shí)，二次側(cè)繼電器斷開(kāi)，開(kāi)關(guān)[Q5～Q8]關(guān)斷，以構(gòu)建LCC-S拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。二次側(cè)通過(guò)半橋?qū)崿F(xiàn)交流-直流整流器。圖4a、圖4b表示電流流經(jīng)[Q7]的續(xù)流二極管，圖4c、圖4d表示電流流經(jīng)[Q8]的續(xù)流二極管。
基于基爾霍夫定律的交流輸入電流為：
[Iin=UABZin=UABM2Lin2Rac] （2）
式中：[Zin]——輸入阻抗，Ω；[Rac]——交流輸出等效電阻，Ω。
利用式（2）可確定輸出端的交流電壓和電流為：
[Uab=IsRac=MUABLinGV=UabUAB=MLin] （3）
在一次和二次繞組上的電流為：
[Ip=RacUAB（ω0M）2Is=MUABLinRac] （4）
直流輸出電壓和電流為：
[Ib=12MUABLinRLUb=12MLinUAB] （5）
式中：[RL]——直流等效電阻，Ω。
交流輸入電壓和電流為：
[UAB=22UDCπIAB=22IDCπ] （6）
直流輸出電壓和電流為：
[Ub=2UabπIb=π Iab2] （7）
交直流電阻的關(guān)系為：
[Rac=2π2RL] （8）
2.2 CC正向充電狀態(tài)
本文提出的CC充電拓?fù)浜偷刃щ娐啡鐖D5和圖6所示。當(dāng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)工作在CC充電模式時(shí)，二次側(cè)的繼電器接通，開(kāi)關(guān)[Q5～Q8]關(guān)斷，以構(gòu)建LCC-LCC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。在二次側(cè)，通過(guò)半橋?qū)崿F(xiàn)了一個(gè)交流-直流整流器。圖7a表明電流流經(jīng)[Q5]的續(xù)流二極管，而圖7b表明電流流經(jīng)[Q6]的續(xù)流二極管。
LCC-LCC拓?fù)涞闹C振條件為：
[ω20L1Cp1=ω20L2Cp2=1ω20（Lp-L1）Cp1=ω20（Lp-L2）Cp2=1] （9）
交流輸入和輸出電流為：
[Iin=UABM2Racω20L21L22Io=MUABω0L1L2] （10）
一次和二次繞組的電流為：
[Ip=UABω0L1Is=MUABRacω20L1L22] （11）
交流輸出電流和電壓為：
[Io=MUABω0L1L2Uo=MUABRacω0L1L2] （12）
直流輸出電流和電壓為：
[Ib=πMUAB2ω0L1L2Ub=2MUABRacπω0L1L2] （13）
輸出功率為：
[Pin=PO=U2ABM2Racω20L21L22] （14）
2.3 CV反向充電狀態(tài)
反向充電時(shí)，將充電拓?fù)渲匦屡渲脼镾-LCC和LCC-LCC拓?fù)?，CV反向充電時(shí)電流流動(dòng)路徑如圖8所示。繼電器反方向的工作狀態(tài)與正方向相同。
在一次和二次繞組上的電流為：
[Ip=RacUAB（ω0M）2Is=MUABω0M] （15）
直流輸出電壓和電流為：
[Ib=4π2·UDCωMUb=4π2·UDCωMRL] （16）
輸入輸出電壓、電流關(guān)系為：
[UAB=22UDCπIAB=22IDCπ] （17）
輸出功率可推導(dǎo)為：
[Pin=PO=U2ABRacω0M] （18）
反方向CC充電情況與正方向相同。
2.4 拓?fù)潆p向充電狀態(tài)
從電網(wǎng)到電動(dòng)汽車(chē)（G-V）和從電動(dòng)汽車(chē)到電網(wǎng)（V-G）的雙向功率流是目前電動(dòng)汽車(chē)無(wú)線(xiàn)傳輸?shù)臒狳c(diǎn)。采用混合拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，在本文中提出的雙向WPT系統(tǒng)也可使用。如圖9所示，諧振網(wǎng)絡(luò)正、負(fù)方向是互為對(duì)稱(chēng)的，通過(guò)應(yīng)用所提出的可重構(gòu)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，可在兩個(gè)方向上實(shí)現(xiàn)CC和CV充電。
3 拓?fù)淇刂葡到y(tǒng)分析
3.1 偏差公式
LCC-S和LCC-LCC諧振網(wǎng)絡(luò)之間的對(duì)比如圖10所示，可說(shuō)明不同耦合系數(shù)條件下的電壓傳輸比和效率。耦合系數(shù)的工作范圍為0.1～0.2。LCC-LCC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)對(duì)耦合系數(shù)[k]變化的響應(yīng)較小，交流-交流效率隨著耦合系數(shù)的增加而增加。最大電壓傳輸比為0.3，考慮到電壓傳輸比和諧振網(wǎng)絡(luò)效率，可得出所提出的混合拓?fù)鋵?duì)耦合系數(shù)[k]波動(dòng)不敏感。
綜上，直流輸出電壓和電流隨互感的變化而變化?；贑C/CV充電過(guò)程，一次側(cè)采用移相控制，保證輸出穩(wěn)定。圖11為逆變器驅(qū)動(dòng)信號(hào)和移相控制波形。通過(guò)調(diào)節(jié)相位角[θ]可以調(diào)節(jié)交流輸入電壓。交流輸入電壓為：
[UAB=22UDCπcosθ2] （19）
基于上述分析，本文采用的3種諧振網(wǎng)絡(luò)可同時(shí)實(shí)現(xiàn)CC/CV充電和高容差。輸出電壓和電流為：
[Ub=2UDCMπLincosθ2] （20）
[Ib=2UDCMUABω0L1L2cosθ2] （21）
[Ub=22UDCπ·UABL2Mcosθ2] （22）
圖12采用CC（恒流）-CP（恒功率）-CV（恒壓）控制，簡(jiǎn)化充電過(guò)程。在非準(zhǔn)直條件下，隨著負(fù)載電阻的增大，充電功率先增大后減小，由CC充電過(guò)程到CV充電過(guò)程。當(dāng)輸出功率低于額定功率時(shí)，在恒功率級(jí)和不對(duì)中條件下，輸出通過(guò)調(diào)節(jié)相位角θ可調(diào)節(jié)電壓和電流，在此過(guò)程中無(wú)需一次側(cè)和二次側(cè)通信。CC-CP-CV充電曲線(xiàn)如圖13所示。
3.2 功率損耗分析
整個(gè)系統(tǒng)的功率損耗分為MOSFET上的損耗和諧振網(wǎng)絡(luò)上的損耗兩部分。諧振網(wǎng)絡(luò)損耗為：
[Plc-loss=I2Lf1rLf1+I2Cf1rCf1+I2L1（rC1+rL1）+I2L1（rC2+rL2）+I2Lf2rLf2+I2Cf2rCf2] （23）
式中：[ILf1、ILf2、ICf1、IL1、IL2、ICf2]——流過(guò)相應(yīng)元件的電流，A；[rLf1、rCf1、rC1、rL1、rL2、rC2、rLf2、rCf2]——元件的等效電阻，Ω。
根據(jù)推導(dǎo)，MOSFET的損耗可分為傳導(dǎo)損耗和開(kāi)關(guān)損耗。
[Pon-loss=I2inrdsπ（3π-θ-sinθ）+I2ords2] （24）
式中：[rds]——開(kāi)關(guān)的傳導(dǎo)電阻，Ω。
開(kāi)關(guān)損耗為：
[Pswitch-loss=-42UABcosπ-θ2fEon+EoffUdsIds] （25）
式中：[Eon]和[Eoff]——MOSFET的導(dǎo)通和關(guān)斷損耗，W；[Uds]和[Ids]——漏源電壓和漏源電流，A。
4 拓?fù)鋵?shí)驗(yàn)分析
最初，制作并測(cè)試一個(gè)6 kW的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，以驗(yàn)證擬議控制策略的性能，如圖14所示。如表1和表2所示，擬議的IPT系統(tǒng)具有基本特征和諧振網(wǎng)絡(luò)參數(shù)。DSP被用作主控制器。一次和二次繞組的氣隙為150 mm。一次繞組和二次繞組的尺寸分別675 mm×540 mm×5 mm和320 mm×320 mm×4.6 mm。
諧振網(wǎng)絡(luò)輸入和輸出電壓和電流的實(shí)驗(yàn)波形如圖15a所示。[UAB]和[Uab]的相位角為90o，逆變器包括零相位角（zero voltage switch，ZVS）選項(xiàng)。在[RL]由6 Ω變?yōu)? Ω的CC模式下，[Ub]和[Ib]的實(shí)驗(yàn)波形如圖15g所示。
在錯(cuò)位條件（[k=0.125]）下，將相位角[θ]從0°調(diào)整到50°，輸出電流仍穩(wěn)定在22 A，如圖15c所示。此外，工作頻率仍為85 kHz，在CC模式下，不同的耦合系數(shù)也可實(shí)現(xiàn)ZVS。
諧振網(wǎng)絡(luò)在CV模式下的輸入和輸出電壓和電流實(shí)驗(yàn)波形如圖15b所示。[UAB]和[Uab]之間的相位角為0°，逆變器有ZVS（零電壓開(kāi)關(guān)功能）。在[RL]為17～20 Ω的CV模式下，[Ub]和[Ib]的實(shí)驗(yàn)波形如圖15h所示，輸出電壓從15 A降至13 A，輸出電壓穩(wěn)定在260 V。
在錯(cuò)位條件（[k=0.13]）下，通過(guò)將相位角[θ]從0°調(diào)整到45°，輸出電壓穩(wěn)定在250 V，如圖15d所示。此外，工作頻率仍為85 kHz，在CV模式下，不同的耦合系數(shù)也可實(shí)現(xiàn)ZVS。
在反方向上，諧振網(wǎng)絡(luò)的輸入和輸出電壓和電流的CC和CV實(shí)驗(yàn)波形如圖15e、圖15f所示。通過(guò)本文提出的控制方法，直流輸出電壓和電流在不對(duì)中和對(duì)中條件下均保持穩(wěn)定。
圖16為系統(tǒng)測(cè)得在CC/CV正向充電最高效率的條件下，用功率分析儀測(cè)得系統(tǒng)功率損耗分布的詳細(xì)分析。主要分為以下4部分。
1）逆變器損耗：拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中由開(kāi)關(guān)MOS管一次側(cè)[Q1～Q4]和二次側(cè)[Q5～Q8]組成的逆變器，在轉(zhuǎn)換電流過(guò)程中，當(dāng)器件導(dǎo)通時(shí)產(chǎn)生的電壓降而產(chǎn)生開(kāi)關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗。
2）磁耦合機(jī)構(gòu)損耗：磁耦合機(jī)構(gòu)中的磁心材料，在磁化過(guò)程中會(huì)克服出現(xiàn)磁滯特性和渦流產(chǎn)生，導(dǎo)致材料有一定鐵損，并對(duì)其進(jìn)行JMAG模擬仿真；電磁線(xiàn)圈中由于存在導(dǎo)線(xiàn)電阻會(huì)導(dǎo)致銅損。另外，在磁耦合結(jié)構(gòu)中一次側(cè)[Lp]和二次側(cè)[Ls]在傳遞能量的過(guò)程中會(huì)存在傳輸損耗及元件間隙而造成間隙損耗。
3）補(bǔ)償回路損耗：在該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，由一次側(cè)的補(bǔ)償電感[L1]和二次側(cè)的補(bǔ)償電感[L2]及串聯(lián)補(bǔ)償電容和并聯(lián)補(bǔ)償電容[C1、C2、Cf1、Cf2]組成的LCC共振網(wǎng)絡(luò)，其中隨電流流經(jīng)電容電感而產(chǎn)生的電容電感損耗。
4）其他損耗：此外，CC模式和CV模式下電流和電壓的微小偏差主要是由寄生阻抗、參數(shù)誤差和ZPA點(diǎn)偏差等其他因素引起。由于遠(yuǎn)離ZPA區(qū)域，產(chǎn)生了更多無(wú)功功率。其次，在開(kāi)關(guān)控制方面，如開(kāi)關(guān)Relay的觸點(diǎn)存在一定的接觸電阻，從而產(chǎn)生觸點(diǎn)電阻損耗和當(dāng)電流通過(guò)線(xiàn)圈時(shí)產(chǎn)生的線(xiàn)圈電阻損耗。在線(xiàn)圈制造過(guò)程中，雖然使用Lize線(xiàn)來(lái)減少趨膚效應(yīng)和鄰近效應(yīng)，但線(xiàn)圈的等效串聯(lián)電阻（equivalent series resistance，ESR）很難完全消除。因此，其他因素都會(huì)略微影響輸出。
通過(guò)對(duì)系統(tǒng)最高效率下額定功率損耗的定量分析可得出，在CV模式下整個(gè)充電過(guò)程的最高效率為94%，CC模式下的最高效率為92.3%。其中，輸出功率的工作范圍為1.5～6.0 kW。正向CC/CV充電條件下的系統(tǒng)效率和額定輸出功率如圖17所示。
5 結(jié) 論
從組件少、機(jī)動(dòng)性強(qiáng)的角度出發(fā)，本文提出一種CC/CV充電混合拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。使用LCC-S和雙LCC拓?fù)鋵?duì)M模型進(jìn)行分析和計(jì)算。研究表明，建議的混合架構(gòu)只需一個(gè)繼電器就能在CC和CV充電之間切換，是最佳解決方案。通過(guò)使用6 kW實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了所提混合拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在CV模式下測(cè)得的最高效率為94%，這證實(shí)了所建議的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的有效性。
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A HYBRID COMPENSATION TOPOLOGY WITH CONSTANT
VOLTAGE AND CONSTANT CURRENT FOR EV BIDIRECTIONAL
WIRELESS CHARGING
Zhou Xiaoyan，Wang Helin，Jia Haitao，Lu Qingxuan，Zhang Min，Zhang Hailong
（School of Information and Control Engineering， Qingdao University of Technology， Qingdao 266520， China）
Abstract：A wireless power transmission system powered by photovoltaics is proposed， which is mainly applied to the constant current （CC） and constant voltage （CV） charging topologies for electric vehicles （EVs）， and only needs to adjust the switching state of the relay to realize the CC output of inductive capacitor-inductive capacitor （LCC-LCC） and the CV output of inductive capacitor in series （LCC-S）. Compared with other topologies， no redundant components are required and the switching frequency is fixed during operation with high error tolerance. The proposed topology also enables bidirectional CC and CV charging without the need for communication between the primary and secondary sides. To verify the effectiveness of the topology， a 6 kW prototype is built in the laboratory with a maximum efficiency of 94%.
Keywords：PV power generation； EVs； constant current charging； constant voltage charging； hybrid compensation topology
摘 要：提出一種由光伏供能的無(wú)線(xiàn)電力傳輸系統(tǒng)，其主要應(yīng)用于電動(dòng)汽車(chē)（EV）的恒流（CC）和恒壓（CV）充電拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，只需調(diào)整繼電器的開(kāi)關(guān)狀態(tài)，即可實(shí)現(xiàn)電感電容器-電感電容器（LCC-LCC）的CC輸出和電感電容串聯(lián)（LCC-S）的CV輸出。與其他拓?fù)湎啾?，無(wú)需冗余元件，且在工作過(guò)程中開(kāi)關(guān)頻率固定，具有較高的誤差容限。所提出的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)還能實(shí)現(xiàn)雙向CC和CV充電，而無(wú)需在一次側(cè)和二次側(cè)之間進(jìn)行通信。為驗(yàn)證拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的有效性，在實(shí)驗(yàn)室中搭建6 kW樣機(jī)，其最大有效率為94%。
關(guān)鍵詞：光伏發(fā)電；電動(dòng)汽車(chē)；恒流充電；恒壓充電；混合補(bǔ)償拓?fù)?/p>
中圖分類(lèi)號(hào)：TM46" " " " " " " " " " " "文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A
0 引 言
近年來(lái)，以太陽(yáng)能、風(fēng)能等為主的新型可再生能源已成為世界各國(guó)保障能源安全和節(jié)能減排的重要途徑。其中光伏發(fā)電以經(jīng)濟(jì)效益高、能源可獨(dú)立、應(yīng)用更靈活等特點(diǎn)，使太陽(yáng)能成為目前應(yīng)用最廣泛的可再生能源之一。無(wú)線(xiàn)功率傳輸技術(shù)是一種無(wú)線(xiàn)連接，通過(guò)高頻交變磁場(chǎng)傳輸功率的技術(shù)。由于無(wú)線(xiàn)充電在安全、靈活、可靠、美觀等方面的優(yōu)越性能，其得到極大發(fā)展。這一新興且有發(fā)展前景的技術(shù)己成功應(yīng)用于各種商業(yè)領(lǐng)域［1-3］。感應(yīng)功率傳輸（inductively coupled power transfer，ICPR）是無(wú)線(xiàn)功率傳輸（wireless power transmission，WPT）系統(tǒng)的主流技術(shù)之一。
光伏發(fā)電系統(tǒng)的供能可對(duì)電池提供多種充電方式，其中兩種最常見(jiàn)的電池充電方式是恒流（constant current，CC）和恒壓（constant voltage，CV）。CC和CV充電有幾種實(shí)現(xiàn)方法。1）在系統(tǒng)的一次側(cè)或二次側(cè)安裝直流-直流變換器可實(shí)現(xiàn)直流-直流轉(zhuǎn)換。調(diào)制后端轉(zhuǎn)換器可直接實(shí)現(xiàn)CC和CV充電［4，5］。不過(guò)，由于額外的組件，系統(tǒng)的復(fù)雜性也隨之增加。此外，這種方法還會(huì)帶來(lái)額外的功率損耗。2）通過(guò)調(diào)節(jié)工作頻率，可實(shí)現(xiàn)CC和CV充電［6-9］。S-S和LCC-LCC諧振拓?fù)渲杏幸粋€(gè)CC輸出和兩個(gè)CV輸出［10］，這表明可通過(guò)調(diào)節(jié)工作頻率來(lái)實(shí)現(xiàn)CC和CV輸出。這并不是同時(shí)滿(mǎn)足連續(xù)輸出和零相位角（zero-phase angle，ZPA）的要求。分岔現(xiàn)象和控制復(fù)雜性是其他問(wèn)題［11］。3）針對(duì)CC和CV充電，構(gòu)建轉(zhuǎn)換器和諧振網(wǎng)絡(luò)的混合拓?fù)洌?2］。通過(guò)在一次側(cè)和二次側(cè)設(shè)計(jì)可重新配置的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，可實(shí)現(xiàn)CC和CV充電［13-15］。缺點(diǎn)是其需要額外的組件，這增加了設(shè)備的重量和安裝空間。4）閉環(huán)控制是一種有效的IPT系統(tǒng)控制方法，可分為一級(jí)側(cè)［16-18］和二級(jí)側(cè)控制［19-20］。這種控制方法較為復(fù)雜，需要額外的組件。5）采用特殊線(xiàn)圈結(jié)構(gòu)。利用三線(xiàn)圈結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)了CC和CV無(wú)線(xiàn)充電［21-22］。然而，這種結(jié)構(gòu)也增加了系統(tǒng)的復(fù)雜性，且由于第三線(xiàn)圈的存在，可能會(huì)導(dǎo)致耦合問(wèn)題。
這些WPT系統(tǒng)大多主要針對(duì)需單向電力流的應(yīng)用而開(kāi)發(fā)。不過(guò)，如今雙向WPT（Bi-directional WPT）系統(tǒng)在電動(dòng)汽車(chē)并網(wǎng)（V2G）系統(tǒng)中也越來(lái)越受歡迎。
在該雙向WPT系統(tǒng)研究中，輸入和輸出側(cè)都增加了一個(gè)雙向直流/直流轉(zhuǎn)換器，以穩(wěn)定輸出功率［23-25］。然而，由于增加了轉(zhuǎn)換器，系統(tǒng)體積和損耗都會(huì)增加。根據(jù)二次側(cè)附加MOSFET產(chǎn)生的波動(dòng)提出一次側(cè)控制方法［26］。該方法采用干擾觀測(cè)法，動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度慢是其缺點(diǎn)。通過(guò)檢測(cè)PWM信號(hào)和計(jì)算輸出阻抗可調(diào)節(jié)輸出功率［27］。系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，但該方法依賴(lài)于理論計(jì)算和信號(hào)檢測(cè)，結(jié)果的準(zhǔn)確性無(wú)法保證。文獻(xiàn)［28］中給出了可重構(gòu)整流器，用于實(shí)現(xiàn)二次側(cè)控制。然而，由于模式切換會(huì)導(dǎo)致不穩(wěn)定。通過(guò)調(diào)節(jié)一次側(cè)和二次側(cè)電橋之間的相對(duì)相位角，可將無(wú)功功率保持為零［29］。然而，數(shù)據(jù)傳輸延遲和誤差會(huì)在一次側(cè)和二次側(cè)之間產(chǎn)生。文獻(xiàn)［30-32］介紹了通過(guò)在副邊增加互感線(xiàn)圈進(jìn)行相位檢測(cè)的方法，這種方法需精確的采樣補(bǔ)償，而且不適用于錯(cuò)位情況。
為解決上述問(wèn)題，用于電動(dòng)汽車(chē)無(wú)線(xiàn)充電的IPT系統(tǒng)應(yīng)滿(mǎn)足以下要求：
1）可實(shí)現(xiàn)CC和CV充電，具有較高的錯(cuò)位容差。
2）可實(shí)現(xiàn)雙向無(wú)線(xiàn)充電，方便與電網(wǎng)互聯(lián)。
3）系統(tǒng)在整個(gè)運(yùn)行過(guò)程中保持高效率。
為簡(jiǎn)化IPT系統(tǒng)的拓?fù)湓O(shè)計(jì)，避免上述傳統(tǒng)拓?fù)浜涂刂品椒ù嬖诘膯?wèn)題，本文提出一種無(wú)需任何額外無(wú)源器件的CC和CV混合充電拓?fù)洹?/p>
1 提出的可重構(gòu)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)
本文提出的CC/CV充電拓?fù)淙鐖D1所示。圖1中，[Lp]、 [Ls]和[M]分別為一次側(cè)電感、二次側(cè)電感和互感，[L1、L2]分別為一次側(cè)和二次側(cè)的補(bǔ)償電感，[C1、C2、Cf1、Cf2]分別為串聯(lián)補(bǔ)償電容和并聯(lián)補(bǔ)償電容，[UAB、Iin]和[Uab、Io]分別為交流輸入和輸出電壓和電流，[UDC、IDC]和[Ub、Ib]分別為直流輸入和輸出電壓和電流。
LCC-LCC和LCC-S補(bǔ)償拓?fù)錁?gòu)成所提混合拓?fù)涞幕A(chǔ)，諧振條件為：
[ω0L1=1ω0Cf1=ω0L2=1ω0Cf2ω0（Lp-L1）=1ω0Cp1ω0（Ls-L2）=1ω0Cp2] （1）
2 拓?fù)涑潆姞顟B(tài)分析
2.1 CV正向充電狀態(tài)
本文提出的CV充電拓?fù)浜偷刃щ娐啡鐖D2和圖3所示。
當(dāng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)工作在CV充電模式時(shí)，二次側(cè)繼電器斷開(kāi)，開(kāi)關(guān)[Q5～Q8]關(guān)斷，以構(gòu)建LCC-S拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。二次側(cè)通過(guò)半橋?qū)崿F(xiàn)交流-直流整流器。圖4a、圖4b表示電流流經(jīng)[Q7]的續(xù)流二極管，圖4c、圖4d表示電流流經(jīng)[Q8]的續(xù)流二極管。
基于基爾霍夫定律的交流輸入電流為：
[Iin=UABZin=UABM2Lin2Rac] （2）
式中：[Zin]——輸入阻抗，Ω；[Rac]——交流輸出等效電阻，Ω。
利用式（2）可確定輸出端的交流電壓和電流為：
[Uab=IsRac=MUABLinGV=UabUAB=MLin] （3）
在一次和二次繞組上的電流為：
[Ip=RacUAB（ω0M）2Is=MUABLinRac] （4）
直流輸出電壓和電流為：
[Ib=12MUABLinRLUb=12MLinUAB] （5）
式中：[RL]——直流等效電阻，Ω。
交流輸入電壓和電流為：
[UAB=22UDCπIAB=22IDCπ] （6）
直流輸出電壓和電流為：
[Ub=2UabπIb=π Iab2] （7）
交直流電阻的關(guān)系為：
[Rac=2π2RL] （8）
2.2 CC正向充電狀態(tài)
本文提出的CC充電拓?fù)浜偷刃щ娐啡鐖D5和圖6所示。當(dāng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)工作在CC充電模式時(shí)，二次側(cè)的繼電器接通，開(kāi)關(guān)[Q5～Q8]關(guān)斷，以構(gòu)建LCC-LCC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。在二次側(cè)，通過(guò)半橋?qū)崿F(xiàn)了一個(gè)交流-直流整流器。圖7a表明電流流經(jīng)[Q5]的續(xù)流二極管，而圖7b表明電流流經(jīng)[Q6]的續(xù)流二極管。
LCC-LCC拓?fù)涞闹C振條件為：
[ω20L1Cp1=ω20L2Cp2=1ω20（Lp-L1）Cp1=ω20（Lp-L2）Cp2=1] （9）
交流輸入和輸出電流為：
[Iin=UABM2Racω20L21L22Io=MUABω0L1L2] （10）
一次和二次繞組的電流為：
[Ip=UABω0L1Is=MUABRacω20L1L22] （11）
交流輸出電流和電壓為：
[Io=MUABω0L1L2Uo=MUABRacω0L1L2] （12）
直流輸出電流和電壓為：
[Ib=πMUAB2ω0L1L2Ub=2MUABRacπω0L1L2] （13）
輸出功率為：
[Pin=PO=U2ABM2Racω20L21L22] （14）
2.3 CV反向充電狀態(tài)
反向充電時(shí)，將充電拓?fù)渲匦屡渲脼镾-LCC和LCC-LCC拓?fù)?，CV反向充電時(shí)電流流動(dòng)路徑如圖8所示。繼電器反方向的工作狀態(tài)與正方向相同。
在一次和二次繞組上的電流為：
[Ip=RacUAB（ω0M）2Is=MUABω0M] （15）
直流輸出電壓和電流為：
[Ib=4π2·UDCωMUb=4π2·UDCωMRL] （16）
輸入輸出電壓、電流關(guān)系為：
[UAB=22UDCπIAB=22IDCπ] （17）
輸出功率可推導(dǎo)為：
[Pin=PO=U2ABRacω0M] （18）
反方向CC充電情況與正方向相同。
2.4 拓?fù)潆p向充電狀態(tài)
從電網(wǎng)到電動(dòng)汽車(chē)（G-V）和從電動(dòng)汽車(chē)到電網(wǎng)（V-G）的雙向功率流是目前電動(dòng)汽車(chē)無(wú)線(xiàn)傳輸?shù)臒狳c(diǎn)。采用混合拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，在本文中提出的雙向WPT系統(tǒng)也可使用。如圖9所示，諧振網(wǎng)絡(luò)正、負(fù)方向是互為對(duì)稱(chēng)的，通過(guò)應(yīng)用所提出的可重構(gòu)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，可在兩個(gè)方向上實(shí)現(xiàn)CC和CV充電。
3 拓?fù)淇刂葡到y(tǒng)分析
3.1 偏差公式
LCC-S和LCC-LCC諧振網(wǎng)絡(luò)之間的對(duì)比如圖10所示，可說(shuō)明不同耦合系數(shù)條件下的電壓傳輸比和效率。耦合系數(shù)的工作范圍為0.1～0.2。LCC-LCC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)對(duì)耦合系數(shù)[k]變化的響應(yīng)較小，交流-交流效率隨著耦合系數(shù)的增加而增加。最大電壓傳輸比為0.3，考慮到電壓傳輸比和諧振網(wǎng)絡(luò)效率，可得出所提出的混合拓?fù)鋵?duì)耦合系數(shù)[k]波動(dòng)不敏感。
綜上，直流輸出電壓和電流隨互感的變化而變化?；贑C/CV充電過(guò)程，一次側(cè)采用移相控制，保證輸出穩(wěn)定。圖11為逆變器驅(qū)動(dòng)信號(hào)和移相控制波形。通過(guò)調(diào)節(jié)相位角[θ]可以調(diào)節(jié)交流輸入電壓。交流輸入電壓為：
[UAB=22UDCπcosθ2] （19）
基于上述分析，本文采用的3種諧振網(wǎng)絡(luò)可同時(shí)實(shí)現(xiàn)CC/CV充電和高容差。輸出電壓和電流為：
[Ub=2UDCMπLincosθ2] （20）
[Ib=2UDCMUABω0L1L2cosθ2] （21）
[Ub=22UDCπ·UABL2Mcosθ2] （22）
圖12采用CC（恒流）-CP（恒功率）-CV（恒壓）控制，簡(jiǎn)化充電過(guò)程。在非準(zhǔn)直條件下，隨著負(fù)載電阻的增大，充電功率先增大后減小，由CC充電過(guò)程到CV充電過(guò)程。當(dāng)輸出功率低于額定功率時(shí)，在恒功率級(jí)和不對(duì)中條件下，輸出通過(guò)調(diào)節(jié)相位角θ可調(diào)節(jié)電壓和電流，在此過(guò)程中無(wú)需一次側(cè)和二次側(cè)通信。CC-CP-CV充電曲線(xiàn)如圖13所示。
3.2 功率損耗分析
整個(gè)系統(tǒng)的功率損耗分為MOSFET上的損耗和諧振網(wǎng)絡(luò)上的損耗兩部分。諧振網(wǎng)絡(luò)損耗為：
[Plc-loss=I2Lf1rLf1+I2Cf1rCf1+I2L1（rC1+rL1）+I2L1（rC2+rL2）+I2Lf2rLf2+I2Cf2rCf2] （23）
式中：[ILf1、ILf2、ICf1、IL1、IL2、ICf2]——流過(guò)相應(yīng)元件的電流，A；[rLf1、rCf1、rC1、rL1、rL2、rC2、rLf2、rCf2]——元件的等效電阻，Ω。
根據(jù)推導(dǎo)，MOSFET的損耗可分為傳導(dǎo)損耗和開(kāi)關(guān)損耗。
[Pon-loss=I2inrdsπ（3π-θ-sinθ）+I2ords2] （24）
式中：[rds]——開(kāi)關(guān)的傳導(dǎo)電阻，Ω。
開(kāi)關(guān)損耗為：
[Pswitch-loss=-42UABcosπ-θ2fEon+EoffUdsIds] （25）
式中：[Eon]和[Eoff]——MOSFET的導(dǎo)通和關(guān)斷損耗，W；[Uds]和[Ids]——漏源電壓和漏源電流，A。
4 拓?fù)鋵?shí)驗(yàn)分析
最初，制作并測(cè)試一個(gè)6 kW的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，以驗(yàn)證擬議控制策略的性能，如圖14所示。如表1和表2所示，擬議的IPT系統(tǒng)具有基本特征和諧振網(wǎng)絡(luò)參數(shù)。DSP被用作主控制器。一次和二次繞組的氣隙為150 mm。一次繞組和二次繞組的尺寸分別675 mm×540 mm×5 mm和320 mm×320 mm×4.6 mm。
諧振網(wǎng)絡(luò)輸入和輸出電壓和電流的實(shí)驗(yàn)波形如圖15a所示。[UAB]和[Uab]的相位角為90o，逆變器包括零相位角（zero voltage switch，ZVS）選項(xiàng)。在[RL]由6 Ω變?yōu)? Ω的CC模式下，[Ub]和[Ib]的實(shí)驗(yàn)波形如圖15g所示。
在錯(cuò)位條件（[k=0.125]）下，將相位角[θ]從0°調(diào)整到50°，輸出電流仍穩(wěn)定在22 A，如圖15c所示。此外，工作頻率仍為85 kHz，在CC模式下，不同的耦合系數(shù)也可實(shí)現(xiàn)ZVS。
諧振網(wǎng)絡(luò)在CV模式下的輸入和輸出電壓和電流實(shí)驗(yàn)波形如圖15b所示。[UAB]和[Uab]之間的相位角為0°，逆變器有ZVS（零電壓開(kāi)關(guān)功能）。在[RL]為17～20 Ω的CV模式下，[Ub]和[Ib]的實(shí)驗(yàn)波形如圖15h所示，輸出電壓從15 A降至13 A，輸出電壓穩(wěn)定在260 V。
在錯(cuò)位條件（[k=0.13]）下，通過(guò)將相位角[θ]從0°調(diào)整到45°，輸出電壓穩(wěn)定在250 V，如圖15d所示。此外，工作頻率仍為85 kHz，在CV模式下，不同的耦合系數(shù)也可實(shí)現(xiàn)ZVS。
在反方向上，諧振網(wǎng)絡(luò)的輸入和輸出電壓和電流的CC和CV實(shí)驗(yàn)波形如圖15e、圖15f所示。通過(guò)本文提出的控制方法，直流輸出電壓和電流在不對(duì)中和對(duì)中條件下均保持穩(wěn)定。
圖16為系統(tǒng)測(cè)得在CC/CV正向充電最高效率的條件下，用功率分析儀測(cè)得系統(tǒng)功率損耗分布的詳細(xì)分析。主要分為以下4部分。
1）逆變器損耗：拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中由開(kāi)關(guān)MOS管一次側(cè)[Q1～Q4]和二次側(cè)[Q5～Q8]組成的逆變器，在轉(zhuǎn)換電流過(guò)程中，當(dāng)器件導(dǎo)通時(shí)產(chǎn)生的電壓降而產(chǎn)生開(kāi)關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗。
2）磁耦合機(jī)構(gòu)損耗：磁耦合機(jī)構(gòu)中的磁心材料，在磁化過(guò)程中會(huì)克服出現(xiàn)磁滯特性和渦流產(chǎn)生，導(dǎo)致材料有一定鐵損，并對(duì)其進(jìn)行JMAG模擬仿真；電磁線(xiàn)圈中由于存在導(dǎo)線(xiàn)電阻會(huì)導(dǎo)致銅損。另外，在磁耦合結(jié)構(gòu)中一次側(cè)[Lp]和二次側(cè)[Ls]在傳遞能量的過(guò)程中會(huì)存在傳輸損耗及元件間隙而造成間隙損耗。
3）補(bǔ)償回路損耗：在該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，由一次側(cè)的補(bǔ)償電感[L1]和二次側(cè)的補(bǔ)償電感[L2]及串聯(lián)補(bǔ)償電容和并聯(lián)補(bǔ)償電容[C1、C2、Cf1、Cf2]組成的LCC共振網(wǎng)絡(luò)，其中隨電流流經(jīng)電容電感而產(chǎn)生的電容電感損耗。
4）其他損耗：此外，CC模式和CV模式下電流和電壓的微小偏差主要是由寄生阻抗、參數(shù)誤差和ZPA點(diǎn)偏差等其他因素引起。由于遠(yuǎn)離ZPA區(qū)域，產(chǎn)生了更多無(wú)功功率。其次，在開(kāi)關(guān)控制方面，如開(kāi)關(guān)Relay的觸點(diǎn)存在一定的接觸電阻，從而產(chǎn)生觸點(diǎn)電阻損耗和當(dāng)電流通過(guò)線(xiàn)圈時(shí)產(chǎn)生的線(xiàn)圈電阻損耗。在線(xiàn)圈制造過(guò)程中，雖然使用Lize線(xiàn)來(lái)減少趨膚效應(yīng)和鄰近效應(yīng)，但線(xiàn)圈的等效串聯(lián)電阻（equivalent series resistance，ESR）很難完全消除。因此，其他因素都會(huì)略微影響輸出。
通過(guò)對(duì)系統(tǒng)最高效率下額定功率損耗的定量分析可得出，在CV模式下整個(gè)充電過(guò)程的最高效率為94%，CC模式下的最高效率為92.3%。其中，輸出功率的工作范圍為1.5～6.0 kW。正向CC/CV充電條件下的系統(tǒng)效率和額定輸出功率如圖17所示。
5 結(jié) 論
從組件少、機(jī)動(dòng)性強(qiáng)的角度出發(fā)，本文提出一種CC/CV充電混合拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。使用LCC-S和雙LCC拓?fù)鋵?duì)M模型進(jìn)行分析和計(jì)算。研究表明，建議的混合架構(gòu)只需一個(gè)繼電器就能在CC和CV充電之間切換，是最佳解決方案。通過(guò)使用6 kW實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了所提混合拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在CV模式下測(cè)得的最高效率為94%，這證實(shí)了所建議的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的有效性。
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A HYBRID COMPENSATION TOPOLOGY WITH CONSTANT
VOLTAGE AND CONSTANT CURRENT FOR EV BIDIRECTIONAL
WIRELESS CHARGING
Zhou Xiaoyan，Wang Helin，Jia Haitao，Lu Qingxuan，Zhang Min，Zhang Hailong
（School of Information and Control Engineering， Qingdao University of Technology， Qingdao 266520， China）
Abstract：A wireless power transmission system powered by photovoltaics is proposed， which is mainly applied to the constant current （CC） and constant voltage （CV） charging topologies for electric vehicles （EVs）， and only needs to adjust the switching state of the relay to realize the CC output of inductive capacitor-inductive capacitor （LCC-LCC） and the CV output of inductive capacitor in series （LCC-S）. Compared with other topologies， no redundant components are required and the switching frequency is fixed during operation with high error tolerance. The proposed topology also enables bidirectional CC and CV charging without the need for communication between the primary and secondary sides. To verify the effectiveness of the topology， a 6 kW prototype is built in the laboratory with a maximum efficiency of 94%.
Keywords：PV power generation； EVs； constant current charging； constant voltage charging； hybrid compensation topology
