摘 要：針對(duì)耦合電感型阻抗源逆變器升壓能力不足和直通電流較大的問題，將多模態(tài)組合思想引入到Y(jié)源阻抗網(wǎng)絡(luò)，提出一種多模態(tài)組合型Y源逆變器。對(duì)所提逆變器的所有模態(tài)組合方式、相應(yīng)的調(diào)制策略和電壓電流關(guān)系進(jìn)行詳細(xì)分析，推導(dǎo)出升壓比和關(guān)鍵器件應(yīng)力。與改進(jìn)型Y源逆變器和高升壓Y源逆變器進(jìn)行對(duì)比，多模態(tài)組合方式使所提逆變器的升壓比引入新的影響因子，能在相同繞組系數(shù)[K]和直通占空比[d]下令升壓能力更高。同時(shí)具有更低的二極管電壓應(yīng)力，且抑制了直通電流的大小。最后通過搭建200 W的實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，驗(yàn)證所提逆變器的可行性和優(yōu)越性。

關(guān)鍵詞：耦合電感；Y源逆變器；調(diào)制策略；多模態(tài)組合；電壓應(yīng)力；直通電流

中圖分類號(hào)：TM464" " " " " " " " " " "文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A

0 引 言

逆變器是光伏發(fā)電領(lǐng)域的關(guān)鍵部件。傳統(tǒng)電壓源型逆變器為降壓電路，且存在死區(qū)時(shí)間導(dǎo)致交流輸出電壓波形產(chǎn)生畸變［1-2］?；诖藛栴}，彭方正教授提出Z源逆變器，Z源網(wǎng)絡(luò)具有允許逆變橋臂直通的特點(diǎn)，從而實(shí)現(xiàn)升壓的功能［3-4］。但是，Z源逆變器仍存在升壓能力較低、啟動(dòng)電流過大、輸入電流不連續(xù)等缺點(diǎn)［5］，因此有學(xué)者提出一系列準(zhǔn)Z源逆變器，這些逆變器在不同方面改進(jìn)了傳統(tǒng)Z源逆變器性能，但同時(shí)引入了大量的元器件，造成逆變器體積增大，成本增加［6-9］。近些年，隨著耦合電感被引入到阻抗網(wǎng)絡(luò)，學(xué)者們提出一系列耦合電感型阻抗源逆變器（coupled-inductor impedance-source inverter，CI-ISI）［10-12］，可通過調(diào)整耦合電感匝數(shù)來提高升壓比，減少了器件數(shù)量，設(shè)計(jì)更為靈活。文獻(xiàn)［13］提出Trans-Z源逆變器，其升壓比為[1/（1-ntzd）]（其中[ntz]為Trans-Z源逆變器的耦合電感匝數(shù)比），可通過增大[ntz]來提高升壓比。Γ-Z源逆變器［14］的升壓比與耦合電感匝數(shù)比[nΓz]成反比，可通過減小匝數(shù)比來提高升壓比。具有三繞組耦合電感的Y源逆變器（Y-source inverter，YSI）［15］與兩繞組耦合電感阻抗源逆變器相似，也能使用較小的直通占空比來獲得高電壓增益，而且其繞組匝數(shù)的選取更為靈活，但存在輸入電流不連續(xù)、啟動(dòng)電流沖擊嚴(yán)重等問題［16-17］。一些改進(jìn)Y源拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)被相繼提出。準(zhǔn)Y源逆變器（quasi-Y-source inverter，Q-YSI）［18］通過在輸入直流電源側(cè)串聯(lián)電感，實(shí)現(xiàn)了輸入電流連續(xù)并抑制了過大的啟動(dòng)電流。然而升壓能力相比YSI并未提高。改進(jìn)Y源逆變器（improved Y-source inverter，I-YSI）［19］的元件數(shù)量與Q-YSI相同，其輸入電流連續(xù)。在繞組系數(shù)相等的情況下，升壓能力比YSI和Q-YSI進(jìn)一步提高。有學(xué)者提出具有吸收回路的高升壓Y源逆變器（high step-up Y-source inverter，HS-YSI）［20］，抑制了直流鏈電壓尖峰［21］，且相對(duì)于I-YSI提高了升壓比，但提高幅度很小，且添加了較多無源元件。文獻(xiàn)［22］分析了準(zhǔn)開關(guān)升壓逆變器的多個(gè)模態(tài)并進(jìn)行組合，使得工作方式更加靈活，但仍存在升壓能力不足的缺點(diǎn)。

耦合電感型阻抗源逆變器的另一個(gè)問題是在直通狀態(tài)時(shí)，直流母線會(huì)通過較大的直通電流，且直通電流大小與繞組系數(shù)成正相關(guān)［23］，因此在增大繞組系數(shù)提高升壓比時(shí)，直通電流也會(huì)成比例增大，從而增加直通狀態(tài)下的導(dǎo)通損耗?；谝陨蠁栴}，本文將多模態(tài)組合的思想引入Y源阻抗網(wǎng)絡(luò)，提出一種多模態(tài)組合型Y源逆變器。該新型Y源逆變器的升壓比包含一個(gè)新的影響因子，調(diào)節(jié)新的影響因子可在相同在繞組系數(shù)和直通占空比下進(jìn)一步提高升壓比，并具有更低的二極管電壓應(yīng)力。而且，所提逆變器直通電流與繞組系數(shù)無關(guān)，可實(shí)現(xiàn)對(duì)直通電流的抑制。本文對(duì)不同模態(tài)組合方式的調(diào)制策略進(jìn)行分析，對(duì)電壓電流關(guān)系，升壓能力和器件電壓應(yīng)力進(jìn)行理論推導(dǎo)。最后，搭建200 W的實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，證實(shí)了所提拓?fù)浼岸嗄B(tài)組合方式的可行性及性能的優(yōu)越性。

1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作原理分析

圖1為所提多模態(tài)組合型Y源逆變器（multi-modal combination Y-source inverter，MC-YSI）拓?fù)?。該拓?fù)溆呻姼衃Lin]、耦合電感[L1、L2]和[L3]、電容[C1、C2]、二極管VD1、VD2和開關(guān)[S0]組成。圖1中，[Lm]為三繞組耦合電感的等效磁化電感，[Lf1]和[Lf2]為濾波電感，[Cf]為濾波電容，[Ro]為負(fù)載電阻。其工作模式等效電路如圖2所示。

1.1 直通模態(tài)1

直通模態(tài)1的等效電路如圖2a所示，此時(shí)開關(guān)S0導(dǎo)通，逆變橋處于直通狀態(tài)，直流鏈電壓[Vdc]=0。二極管VD1和VD2承受反向電壓處于關(guān)斷狀態(tài)。直流電源和電容[C1]給電感[Lin]充電，電容[C2]為耦合電感充電，此時(shí)的電壓和電流關(guān)系可表示為：

[vLin=Vin+VC1] （1）

[vLm=N3N2-N3VC2] （2）

[iC1=-Iin] （3）

[iC2=N3ImN3-N2] （4）

[IST=Iin] （5）

式中：[Vin]、[VCx]——輸入電壓、電容[Cx]的電壓（[x=1]，2，3），V；[Im、Iin、iCx、IST]——流經(jīng)勵(lì)磁電感[Lm]、輸入電感[Lin]的電流、流經(jīng)電容[Cx]的電流、逆變橋直通時(shí)直流母線上流過的直通電流，A；[N1、N2]和[N3]——耦合電感[L1、L2]和[L3]繞組匝數(shù)。

1.2 直通模態(tài)2

直通模態(tài)2的等效電路如圖2b所示，此時(shí)開關(guān)S0關(guān)斷，逆變橋處于直通狀態(tài)，直流鏈電壓[Vdc]=0。二極管VD2承受反向電壓處于關(guān)斷狀態(tài)、二極管VD1導(dǎo)通。直流電源和電容[C1]給電感[Lin]充電，耦合電感放電，此時(shí)的電壓和電流關(guān)系可表示為：

[vLin=Vin+VC1] （6）

[vLm=-N3N1+N3VC1] （7）

[iC1=N3ImN1+N3-Iin] （8）

[iC2=0] （9）

[IST=Iin] （10）

1.3 非直通模態(tài)1

非直通模態(tài)1的等效電路如圖2c所示，此時(shí)開關(guān)S0導(dǎo)通，逆變橋處于非直通狀態(tài)。二極管VD1承受反向電壓處于關(guān)斷狀態(tài)、二極管VD2導(dǎo)通。電容[C1]、電感[Lin]和電容[C2]放電，耦合電感充電，此時(shí)的電壓和電流關(guān)系可表示為：

[vLin=Vin+VC1-VC2] （11）

[vLm=N3N2-N3VC2] （12）

[iC1=-Iin] （13）

[iC2=Iin+N3ImN3-N2-Io] （14）

式中：[Io]——等效電流源的電流值，A。

1.4 非直通模態(tài)2

非直通模態(tài)2的等效電路如圖2d所示，此時(shí)開關(guān)S0關(guān)斷，逆變橋處于非直通狀態(tài)。二極管VD1和VD2都處于導(dǎo)通狀態(tài)。電容[C1]和電容[C2]充電，電感[Lin]放電，耦合電感放電，此時(shí)電壓和電流關(guān)系可表示為：

[vLin=Vin+VC1-VC2] （15）

[vLm=-N3N1+N3VC1] （16）

[iC1=N3ImN1+N3-Iin] （17）

[iC2=Iin-Io] （18）

逆變器工作在穩(wěn)態(tài)時(shí)，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)電感須同時(shí)存在充放電過程，即符合電感伏秒平衡原理。從圖2所示的各工作模態(tài)中可看出，電感[Lin]的充放電取決于逆變橋是否直通，耦合電感的充放電取決于開關(guān)S0是否直通。電感Lin在直通狀態(tài)1、2充電，在非直通狀態(tài)1、2放電。耦合電感在直通狀態(tài)1和非直通狀態(tài)1充電，在直通狀態(tài)2和非直通狀態(tài)2放電。此外，由于電容[C1]和[C2]只在非直通模態(tài)2下充電，所以非直通模態(tài)2須存在，因此在剩下的模態(tài)里，需要包含直通狀態(tài)1、2中至少一個(gè)以及直通狀態(tài)1和非直通狀態(tài)1中至少一個(gè)，從而得到所有可行的模態(tài)組合方式如表1所示。

2 調(diào)制方式與電壓電流分析

2.1 調(diào)制方式

圖3所示為所有組合方式的調(diào)制方式，[ua、ub]以及[uc、uc1]和[uc2]是調(diào)制波，[utri]是載波，[Q1～Q4]代表S1～S4驅(qū)動(dòng)信號(hào)，[Q0]是S0驅(qū)動(dòng)信號(hào)。不同組合方式S1～S4調(diào)制方式相同，均采用單級(jí)倍頻調(diào)制，區(qū)別在于S0的調(diào)制方式不同。以圖3a所示為例，調(diào)制信號(hào)[ua=Msin（ωt）]，[ub=Msin（ωt）+d]，（其中[M]為調(diào)制比，[d]是逆變橋直通占空比）。當(dāng)[utri]與[ua]滿足[utrigt;ua]時(shí)，S2導(dǎo)通，[utrilt;-ua]時(shí)，S3導(dǎo)通，當(dāng)三角載波信號(hào)[utri]與調(diào)制信號(hào)[ub]滿足[utrilt;ub]時(shí)，S1導(dǎo)通，[utrigt;-ub]時(shí)，S4導(dǎo)通。當(dāng)逆變橋直通時(shí)，直流鏈電壓[Vdc]=0。

2.1.1 兩模態(tài)調(diào)制方式

兩模態(tài)包括直通模態(tài)1和非直通模態(tài)2，根據(jù)圖3a，當(dāng)同時(shí)滿足[utrilt;ub]和[utrigt;ua]時(shí)，或[utrilt;-ua]和[utrigt;-ub]時(shí)，開關(guān)S0導(dǎo)通。該調(diào)制方式下，逆變橋直通與開關(guān)S0導(dǎo)通同時(shí)進(jìn)行。

2.1.2 三模態(tài)1調(diào)制方式

三模態(tài)1包括直通模態(tài)1、非直通模態(tài)1和2，其調(diào)制方式如圖3b所示，此時(shí)[uc=Msin（ωt）-（d0-d）]，其中[d0]為S0導(dǎo)通占空比。當(dāng)同時(shí)滿足[utrilt;ub]和[utrigt;uc]時(shí)，或同時(shí)滿足[utrilt;-uc]和[utrigt;-ub]時(shí)，開關(guān)S0導(dǎo)通。該調(diào)制方式下，逆變橋直通時(shí)，開關(guān)S0一直導(dǎo)通，逆變橋非直通時(shí)，S0部分導(dǎo)通。

2.1.3 三模態(tài)2調(diào)制方式

三模態(tài)2包括直通模態(tài)1和2、非直通模態(tài)2，其調(diào)制方式如圖3c所示，此時(shí)[uc=Msin（ωt）+d0]。當(dāng)同時(shí)滿足[utrilt;uc]和[utrigt;ua]時(shí)，或同時(shí)滿足[utrilt;-ua]和[utrigt;-uc]時(shí)，開關(guān)S0導(dǎo)通。該調(diào)制方式下，逆變橋直通時(shí)，開關(guān)S0部分導(dǎo)通，逆變橋非直通時(shí)，S0一直關(guān)斷。

2.1.4 三模態(tài)3調(diào)制方式

三模態(tài)3包括直通模態(tài)2、非直通模態(tài)1和2，其調(diào)制方式如圖3d所示，此時(shí)[uc=Msin（ωt）-d0]。當(dāng)同時(shí)滿足[utrilt;ua]和[utrigt;uc]時(shí)，或同時(shí)滿足[utrilt;-uc]和[utrigt;-ua]時(shí)，開關(guān)S0導(dǎo)通。該調(diào)制方式下，逆變橋直通時(shí)，開關(guān)S0一直關(guān)斷，逆變橋非直通時(shí)，S0部分導(dǎo)通。

2.1.5 四模態(tài)調(diào)制方式

四模態(tài)包括直通模態(tài)1和2、非直通狀態(tài)1和2，其調(diào)制方式如圖3e所示，此時(shí)[uc1=Msin（ωt）+d01]，[uc2=Msin（ωt）-][（d0-d01）]，[d01]是開關(guān)S0在逆變橋直通期間導(dǎo)通的占空比。當(dāng)同時(shí)滿足[utrilt;uc1]和[utrigt;uc2]時(shí)，或同時(shí)滿足[utrilt;-uc2]和[utrigt; ][-uc1]時(shí)，開關(guān)S0導(dǎo)通。該調(diào)制方式下，逆變橋在處于直通和非直通時(shí)，S0都有部分導(dǎo)通。

2.2 電壓與電流分析

以三模態(tài)1為例，在一個(gè)開關(guān)周期[T]內(nèi)，直通模態(tài)1、非直通模態(tài)1和2的導(dǎo)通時(shí)間分別為[dT]、[（d0-d）T]和[（1-d0）][T]。[d0]與[d]的關(guān)系為：

[d0=λd] （19）

列寫電感伏秒平衡方程和電容安秒平衡方程：

[0dTvLxdt+dTλdTvLxdt+λdTTvLxdt=0] （20）

[0dTiCxdt+dTλdTiCxdt+λdTTiCxdt=0] （21）

式中：[VLx]——[VLin]和[VLm]。

解得相關(guān)電壓、電流表達(dá)式為：

[VC1=K-1λd1-λK+1d+λd2Vin] （22）

[Vdc=VC2=1-λd1-λK+1d+λd2Vin] （23）

[Im=N1+N3N31-λdIin] （24）

[Io=1-λK+1d+λd21-λd1-dIin] （25）

式中：[K]——耦合電感的繞組系數(shù)，[K=（N1+N2）/（N2-N3）]。

從式（23）可推出，升壓比B的表達(dá)式為：

[B=VdcVin=1-λd1-λK+1d+λd2] （26）

交流側(cè)電壓峰值為：

[vo=MBVin] （27）

調(diào)制比[M]和占空比[d]應(yīng)滿足：

[0lt;Mlt;1-d] （28）

在直通模態(tài)1、非直通模態(tài)1，二極管VD1承受反壓關(guān)斷；在非直通模態(tài)2，VD2承受反壓關(guān)斷。二極管VD1、VD2承受的反壓分別為：

[VVD1=K-11-λdBVin] （29）

[VVD2=BVin] （30）

以往的耦合電感阻抗源逆變器的升壓比取決于[K]和[d]，而通過式（26）可看出，多模態(tài)組合的方式使得MC-YSI的升壓比的影響因子多引入了一個(gè)[λ]，[λ]由開關(guān)S0的導(dǎo)通時(shí)間決定，通過調(diào)節(jié)λ也能獲得較高的升壓比，從而在相同的[K]和[d]下使升壓比更高。

應(yīng)用相同方法，得到的其他組合方式的電壓電流表達(dá)式與三模態(tài)1類似，但不同模態(tài)組合方式的λ取值范圍不同。以三模態(tài)1為例，如圖3b所示，開關(guān)S0在逆變橋直通時(shí)一直導(dǎo)通，而在逆變橋非直通時(shí)，S0有部分導(dǎo)通，所以S0的導(dǎo)通時(shí)間d0T的取值范圍滿足[dTlt;d0Tlt;T]，即[dTlt;λdTlt;T]，從而得到三模態(tài)1組合方式下[λ]取值范圍為[1lt;λlt;1/d]。

根據(jù)相同方法可得到其他組合方式中[λ]取值范圍，如表2所示。

3 對(duì)比分析

3.1 升壓能力對(duì)比

圖4所示為相同繞組系數(shù)[K=3]、MC-YSI的[λ=2.00]時(shí)，MC-YSI、I-YSI和HS-YSI的升壓比[B]與占空比[d]的變化關(guān)系。可看出，相同繞組系數(shù)下MC-YSI具有更高的電壓增益。相同升壓比下，MC-YSI需要的直通占空比[d]更小，因此其直流鏈電壓利用率更高。圖5為[K=3]時(shí)，MC-YSI在不同模態(tài)組合方式下升壓比[B]隨占空比[d]的變化曲線。其中三模態(tài)1、3和四模態(tài)的[λ]分別選取1.5和2.0，三模態(tài)2的[λ]分別取0.50和0.75?？煽闯觯S著[λ]的增大升壓比增大。隨著[λ]減小到接近1，即[d0]逐漸接近[d]時(shí)，三模態(tài)1、3和四模態(tài)的升壓比逐漸接近兩模態(tài)的升壓比。而對(duì)于三模態(tài)2，隨著λ接近1，其升壓比也接近兩模態(tài)的升壓比。

3.2 電壓應(yīng)力對(duì)比

表3為逆變器在相同繞組系數(shù)[K=3]、MC-YSI的[λ=2]時(shí)，I-YSI、HS-YSI和MC-YSI的關(guān)鍵器件電壓應(yīng)力表達(dá)式。對(duì)于電容[C1]兩端的電壓，MC-YSI是3個(gè)拓?fù)渲凶钚〉?。圖6a最大電容電壓與升壓比的關(guān)系。其中，I-YSI中[C1]的電壓最大；HS-YSI中[C3]電壓最大；MC-YSI的電容[C2]單獨(dú)承受直流鏈電壓，因此是3個(gè)逆變器中承受電容電壓最大的。圖6b為最大二極管電壓與升壓比之間的關(guān)系，MC-YSI的最大二級(jí)管電壓比I-YSI和HS-YSI的小，其在二極管電壓方面優(yōu)勢(shì)明顯。

圖7為不同[λ]下，MC-YSI電容[C1]電壓應(yīng)力[VC1]和最大二極管電壓應(yīng)力[VVDmax]與升壓比的關(guān)系圖。由于相同[B]下電容[C2]電壓不會(huì)隨λ的改變而變化，所以只需分析[VC1]。從圖7可看出，相同[B]下，電容[C1]電壓應(yīng)力和最大二極管電壓電壓應(yīng)力[VVDmax]隨著[λ]的增大而增大，但影響很小，所以提高[λ]不會(huì)對(duì)器件電壓應(yīng)力產(chǎn)生太大影響。

3.3 電流應(yīng)力對(duì)比

表4為3種逆變器的電流應(yīng)力對(duì)比。表4中，[P]是逆變器功率等級(jí)；[ILo]為HS-YSI中電感[Lo]上的電流；[IS0]為開關(guān)S0流過電流；[ix-p]為繞組上的電流峰值大?。╗x=1]，2，3）；[IST]為直通狀態(tài)時(shí)直流母線流過的直通電流?？煽闯觯谙嗤@組系數(shù)[K]下，適當(dāng)選取[λ]和[d]，可保證MC-YSI的繞組電流峰值大小[i2-p]和[i3-p]都小于I-YSI和HS-YSI。在直通狀態(tài)下，I-YSI和HS-YSI的直通電流[IST]大小與輸入電流[Iin]的比值與[K]成正相關(guān)。因此，增大K在提高升壓比的同時(shí)，[IST]也會(huì)成比例增加，從而需選取額定電流更高的開關(guān)管，增加了成本，降低了效率。然而，如圖2a和圖2b所示，MC-YSI的[IST]恒等于[Iin]，與繞組系數(shù)[K]無關(guān)，從而使其在直通狀態(tài)下有更小的開關(guān)管導(dǎo)通損耗。

3.4 損耗分析

對(duì)多模態(tài)組合型Y源逆變器進(jìn)行損耗分析，根據(jù)文獻(xiàn)［24］，重點(diǎn)計(jì)算電容的導(dǎo)通損耗、繞組的導(dǎo)通損耗、二極管的功率損耗以及開關(guān)管上的功率損耗。以三模態(tài)3運(yùn)行方式為例進(jìn)行分析，對(duì)于電容[C1]，根據(jù)式（8）、式（13）和式（17），不同工作模態(tài)下電流表達(dá)式為：

[iC1=λd1-λdPVin，" "0lt;t≤dT-PVin，" "dTlt;t≤λdTλd1-λdPVin，" "λdTlt;t≤T] （31）

從而得到一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)電容C1電流均方根表達(dá)式為：

[iC1， rms=1T0Ti2C1dt=λd1-λd·PVin] （32）

因此，電容[C1]的導(dǎo)通損耗為：

[pC1=i2C1，rmsrC=λd1-λd·P2V2inrC] （33）

式中：[rC]——電容寄生電阻，約為0.08 Ω。

同理可得到電容[C2]導(dǎo)通損耗為：

[pC2=i2C2，rmsrC=λdK-12d+λd-1d-1λd-12·P2V2inrC] （34）

因此，電容總導(dǎo)通損耗為：

[pC=pC1+pC2] （35）

與電容類似，流過繞組[L1]上的電流值為：

[i1=11-λd·PVin，" "0lt;t≤dT0，" "dTlt;t≤λdT11-λd·PVin，" "λdTlt;t≤T] （36）

可得到繞組L1導(dǎo)通損耗為：

[pL1=i21，rmsrL=11-λd·P2V2inrL] （37）

式中：[rL]——繞組寄生電阻，約為0.05 Ω。

同理，其他繞組導(dǎo)通損耗表達(dá)式為：

[pL2=i22，rmsrL=λdK-121-λd2P2V2inrL] （38）

[pL3=i23，rmsrL=1+K2λd-2Kλd1-λd2P2V2inrL] （39）

因此，繞組上的功率損耗為：

[pL=pL1+pL2+pL3] （40）

二極管VD1流過的電流與繞組[L1]上的電流相同，其導(dǎo)通損耗表達(dá)式與關(guān)斷損耗表達(dá)式分別為：

[prVD1=i21，rmsrVD=11-λd·P2V2inrVD] （41）

[pvVD1=VF0Ti1dt=VFPVin] （42）

式中：[rVD]——二極管寄生電阻，約0.012 Ω；[VF]——二極管閾值電壓，約為0.3 V。

同理，可得出二極管VD2導(dǎo)通損耗和關(guān)斷損耗表達(dá)式分別為：

[prVD2=i2VD2，rmsrVD=K-12λ2d21-λd21-d·P2V2inrVD] （43）

[pvVD2=VF0TiVD2dt=K-1λd1-λdVFPVin] （44）

二極管總損耗表達(dá)式為：

[pVD=prVD1+pvVD1+prVD2+pvVD2] （45）

不同模態(tài)下開關(guān)S0流過的電流表達(dá)式為：

[iS0=0，" 0lt;t≤dTK-11-λd·PVin，" dTlt;t≤λdT0，" λdTlt;t≤T] （46）

則可得到開關(guān)S0導(dǎo)通損耗表達(dá)式以及關(guān)斷損耗表達(dá)式分別為：

[prS0=K-12λd1-λd2·P2V2inrS] （47）

[pvS0=12CofS0v2S0] （48）

式中：[rS]——開關(guān)管寄生電阻，約0.15 Ω；[fS0]——開關(guān)S0的開關(guān)頻率，[fS0=]40 kHz；[C0]——開關(guān)管寄生電容，約 1.8 nF；[vS0]——S0關(guān)斷期間的電壓，V。

同理，可得到逆變橋上開關(guān)的導(dǎo)通損耗和關(guān)斷損耗分別為：

[prSW=2dP2V2inrS] （49）

[pvSW=2CofSWv2SW] （50）

式中：[fSW]——逆變橋的開關(guān)頻率，[fSW=]10 kHz；[vSW]——逆變橋開關(guān)關(guān)斷期間的電壓，V。

因此，開關(guān)上的總損耗為：

[pS=prS0+pvS0+prSW+pvSW] （51）

最終得到電路總功率損耗為：

[ploss=pC+pL+pVD+pS] （52）

應(yīng)用相同方法分析MC-YSI其他組合方式以及I-YSI與HS-YSI的各項(xiàng)損耗，最終可得到效率曲線如圖8所示。可看出，由于直通模態(tài)2中開關(guān)S0、電容[C2]和二極管VD2中流過的電流為0，所產(chǎn)生的導(dǎo)通損耗最小，而三模態(tài)3中直通模態(tài)2持續(xù)的時(shí)間最長(zhǎng)，效率最高。三模態(tài)1和兩模態(tài)不包含直通模態(tài)2，且兩模態(tài)所使用的直通時(shí)間最長(zhǎng)，效率較低。由于I-YSI存在直流鏈電壓尖峰，其逆變橋開關(guān)損耗更高，所以在較高功率時(shí)效率比MC-YSI與HS-YSI更低，而MC-YSI相對(duì)于HS-YSI的包含更少器件，且具有更低的直通電流，所以在較高功率時(shí)效率高于HS-YSI。

4 仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為驗(yàn)證上述理論分析的正確性，對(duì)所提逆變器進(jìn)行仿真和實(shí)驗(yàn)分析，具體參數(shù)如表5所示。

4.1 仿真結(jié)果

利用PLECS軟件進(jìn)行仿真，由于相同[d]下三模態(tài)2的升壓比較有限，不利于實(shí)際應(yīng)用，所以對(duì)兩模態(tài)、三模態(tài)1、3和四模態(tài)這4種組合方式進(jìn)行驗(yàn)證。圖9a～圖9d分別為兩模態(tài)、三模態(tài)1、三模態(tài)3和四模態(tài)組合方式的仿真波形。在輸入電壓80 V下，得到200 V直流鏈電壓，兩模態(tài)的[d=d0=0.175]，三模態(tài)1、3和四模態(tài)的[d=0.1，d0=0.2]即[λ=2]。可看出，兩模態(tài)運(yùn)行時(shí)，逆變橋直通與S0導(dǎo)通同步進(jìn)行；三模態(tài)1的S0在逆變橋直通器件全部導(dǎo)通，在逆變橋非直通時(shí)部分導(dǎo)通；三模態(tài)3的S0在逆變橋非直通期間時(shí)，有部分導(dǎo)通；四模態(tài)在逆變橋直通和非直通期間時(shí)都有部分導(dǎo)通。所有組合方式中：二極管VD1只在S0開通時(shí)承受反壓，二極管VD2只在逆變橋直通時(shí)承受反壓。

圖9e為三模態(tài)3的繞組電流、直通電流與輸入電流的仿真波形，可看出，繞組電流隨S0開關(guān)而變化，當(dāng)S0導(dǎo)通時(shí)，耦合電感[L1]上的電流[i1]=0，當(dāng)S0關(guān)斷時(shí)，耦合電感L2上的電流[i2]=0，耦合電感[L3]上的電流[i3]連續(xù)變化。在直通模態(tài)2，即逆變橋直通時(shí)，直通電流[IST]等于輸入電流[Iin]，符合理論分析。

4.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

如圖11所示，使用與仿真相同的參數(shù)，搭建基于RT-Box控制的200 W實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。圖11是MC-YSI兩模態(tài)、三模態(tài)1、3和四模態(tài)的實(shí)驗(yàn)波形，開關(guān)S0的驅(qū)動(dòng)信號(hào)[Q0]在負(fù)電平時(shí)關(guān)斷，在正電平時(shí)導(dǎo)通。其中，MC-YSI所有模態(tài)組合方式的直流鏈電壓大小都穩(wěn)定在約197 V，結(jié)果接近理論值200 V，這種較小的誤差是耦合電感中的漏感和電路中的寄生電阻所導(dǎo)致的。[vo]和[io]為交流輸出側(cè)電壓和電流，當(dāng)調(diào)制比為0.7時(shí)，輸出電壓[vo]峰值達(dá)到137.5 V。三模態(tài)1、3和四模態(tài)中，二極管VD1承受反壓的時(shí)間與開關(guān)S0開通時(shí)間同步，電壓約為496 V，接近理論值500 V。二極管VD2承受反壓的時(shí)間與逆變橋直通時(shí)間同步，電壓大小等于直流鏈電壓。符合理論分析和仿真驗(yàn)證。

圖12為三模態(tài)3的繞組電流波形。S0開通時(shí)，[L1]繞組上的電流[i1]=0，[L1]繞組上的[i2]=[-i3]，當(dāng)S0關(guān)斷時(shí)，[i2]=0，[i1=i3]，符合理論分析。圖13為相同[K]下I-YSI與MC-YSI的輸入電流和直通電流實(shí)驗(yàn)波形，為得到相同的[Vdc]，I-YSI的直通占空比設(shè)置為0.15。從圖13a中可看出I-YSI的直通電流IST大小約是輸入電流[Iin]的4倍，即[K+1]倍。從圖13b中可看出，MC-YSI的[IST]等于[Iin]，表明其與繞組系數(shù)[K]無關(guān)，增加[K]時(shí)直通電流[IST]也不會(huì)增加，證明MC-YSI對(duì)[IST]的大小具有抑制能力。圖14為MC-YSI、I-YSI和HS-YSI的實(shí)驗(yàn)效率對(duì)比。由于MC-YSI同時(shí)具有低電壓尖峰、低直通電流以及無源器件較少的特點(diǎn)，在較高功率時(shí)效率高于I-YSI與HS-YSI。

5 結(jié) 論

本文將多模態(tài)組合思想引入Y源阻抗網(wǎng)絡(luò)，提出一種多模態(tài)組合型Y源逆變器，使升壓比引入新的影響因子，可在相同繞組系數(shù)K和直通占空比d下使升壓比更高。詳細(xì)分析了不同模態(tài)組合方式的調(diào)制策略和電壓電流關(guān)系，并對(duì)升壓能力、電壓應(yīng)力和電流應(yīng)力進(jìn)行對(duì)比，結(jié)果表明所提逆變器不但在升壓比以及二極管電壓應(yīng)力上有優(yōu)勢(shì)，而且能夠抑制直通電流。最后，仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了多模態(tài)組合型Y源逆變器的性能，結(jié)果和理論分析一致。

［參考文獻(xiàn)］

［1］ 魏騰飛， 王曉蘭， 伏勇宏. 光伏反激并網(wǎng)逆變器輸出電流質(zhì)量的改善［J］. 太陽(yáng)能學(xué)報(bào)， 2019， 40（12）： 3534-3540.

WEI T F， WANG X L， FU Y H. Improvement of current quality of photovoltaic flyback grid-connected inverters［J］. Acta energiae solaris sinica， 2019， 40（12）： 3534-3540.

［2］ 王要強(qiáng)， 李娜， 趙朝陽(yáng)， 等. 一種新型多電平逆變器及其模塊化分析［J］. 電工技術(shù)學(xué)報(bào)， 2022， 37（18）： 4676-4687.

WANG Y Q， LI N， ZHAO Z Y， et al. A new type of multilevel inverter and its modular analysis［J］. Transactions of China Electrotechnical Society， 2022， 37（18）： 4676-4687.

［3］ 張民， 李海濱， 郝楊陽(yáng)， 等. 一種混合型阻抗源逆變器的研究［J］. 太陽(yáng)能學(xué)報(bào)， 2021， 42（11）： 27-32.

ZHANG M， LI H B， HAO Y Y， et al. Research on a hybrid impedance source inverter［J］. Acta energiae solaris sinica， 2021， 42（11）： 27-32.

［4］ 李愷， 郝楊陽(yáng)， 李海濱， 等. 基于倍壓?jiǎn)卧男滦蜏?zhǔn)Z源逆變電路［J］. 太陽(yáng)能學(xué)報(bào)， 2022， 43（2）： 182-188.

LI K， HAO Y Y， LI H B， et al. Novel quasi-Z-source inverter with voltage multiplier cell［J］. Acta energiae solaris sinica， 2022， 43（2）： 182-188.

［5］ 吳春， 楊佳磊， 陳強(qiáng). 準(zhǔn)Z源逆變器級(jí)聯(lián)模型預(yù)測(cè)控制［J］. 中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào)， 2021， 41（12）： 4286-4297.

WU C， YANG J L， CHEN Q. Sequential-model predictive control for quasi-Z-source inverter［J］. Proceedings of the CSEE， 2021， 41（12）： 4286-4297.

［6］ NGUYEN M K， LIM Y C， CHO G B. Switched-inductor quasi-Z-source inverter［J］. IEEE transactions on power electronics， 2011， 26（11）： 3183-3191.

［7］ 劉贇， 丁新平， 趙德林， 等. 新型倍壓-Z源逆變器［J］. 太陽(yáng)能學(xué)報(bào)， 2021， 42（8）： 133-139.

LIU Y， DING X P， ZHAO D L， et al. Novel Z-source inverter with voltage multiplier unit［J］. Acta energiae solaris sinica， 2021， 42（8）： 133-139.

［8］ 程啟明， 江暢， 沈磊， 等. 準(zhǔn)Z源三電平并網(wǎng)逆變器的無源控制策略［J］. 電工技術(shù)學(xué)報(bào)， 2020， 35（20）： 4361-4372.

CHENG Q M， JIANG C， SHEN L， et al. Passivity-based control strategy of quasi Z-source three-level grid-connected inverter［J］. Transactions of China Electrotechnical Society， 2020， 35（20）： 4361-4372.

［9］ HO A V， CHUN T W， KIM H G. Extended boost active-switched-capacitor/switched-inductor quasi-Z-source inverters［J］. IEEE transactions on power electronics， 2015， 30（10）： 5681-5690.

［10］ LIU H P， ZHOU B， LI Y H， et al. High-efficiency T-source inverter with low voltage spikes across the switch bridge［J］. IEEE transactions on power electronics， 2020， 35（10）： 10554-10566.

［11］ 姚婷婷， 管樂詩(shī)， 石恩達(dá)， 等. 一種低母線電壓尖峰的改進(jìn)型Y源逆變器及其可靠性分析［J］. 電工技術(shù)學(xué)報(bào)， 2021， 36（增刊1）： 209-217.

YAO T T， GUAN （L /Y）S， SHI E D， et al. A low DC-link voltage spike modified Y-source inverter and its reliability evaluation［J］. Transactions of China Electrotechnical Society， 2021， 36（S1）： 209-217.

［12］ CHEN M X， YIN C Q， LOH P C. Magnetically coupled high-voltage-boost split Y-source inverter without leakage-induced voltage spikes［J］. IEEE transactions on industrial electronics， 2020， 67（7）： 5444-5455.

［13］ QIAN W， PENG F Z， CHA H. Trans-Z-source inverters［J］. IEEE transactions on power electronics， 2011， 26（12）： 3453-3463.

［14］ LOH P C， LI D， BLAABJERG F. Γ-Z-source inverters［J］. IEEE transactions on power electronics. 2013， 28（11）： 4880-4884.

［15］ SIWAKOTI Y P， TOWN G E， LOH P C， et al. Y-source inverter［C］//2014 IEEE 5th International Symposium on Power Electronics for Distributed Generation Systems （PEDG）. Galway， Ireland， 2014： 1-6.

［16］ SIWAKOTI Y P， LOH P C， BLAABJERG F， et al. Y-source impedance network［C］//2014 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition-APEC， Fort Worth， TX， USA， 2014： 3362-3366.

［17］ 劉鴻鵬， 盧壯. 實(shí)現(xiàn)輸入電流連續(xù)的優(yōu)化型Y源逆變器［J］. 電力自動(dòng)化設(shè)備， 2022， 42（4）： 86-91， 98.

LIU H P， LU Z. Optimized Y-source inverter for continuous input current［J］. Electric power automation equipment， 2022， 42（4）： 86-91， 98.

［18］ SIWAKOTI Y P， BLAABJERG F， LOH P C. Quasi-Y-source inverter［C］//2015 Australasian Universities Power Engineering Conference （AUPEC）. Wollongong， NSW， Australia， 2015： 1-5.

［19］ ASGHARI-GORJI S， MOSTAAN A， JAVADI H. A new structure of Y-source inverters with continous input current and high voltage gain［C］//the 6th Power Electronics， Drive Systems amp; Technologies Conference （PEDSTC2015）. Tehran， Iran， 2015： 515-520.

［20］ LIU H P， ZHOU Z C， LIU K， et al. High step-up Y-source inverter with reduced DC-link voltage spikes［J］. IEEE transactions on power electronics， 2019， 34（6）： 5487-5499.

［21］ LIU H P， LI Y H， ZHOU Z C， et al. A family of low-spike high-efficiency Y-source inverters［J］. IEEE transactions on industrial electronics， 2019， 66（12）： 9288-9300.

［22］ 周文齊， 丘東元， 張波， 等. 準(zhǔn)開關(guān)升壓逆變器的多模態(tài)組合控制［J］. 中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào)， 2021， 41（3）： 1114-1124.

ZHOU W Q， QIU D Y， ZHANG B， et al. Multi-modal combination control of quasi-switched boost inverter［J］. Proceedings of the CSEE， 2021， 41（3）： 1114-1124.

［23］ NIKBAHAR A， MONFARED M. Smooth DC-link Y-source inverters： suppression of shoot-through current and avoiding DC magnetism［J］. IEEE transactions on power electronics， 2022， 37（10）： 12357-12369.

［24］ 郝楊陽(yáng)， 李愷， 韋正怡， 等. 寄生參數(shù)對(duì)T?；旌闲妥杩乖茨孀兤鞯挠绊懀跩］. 太陽(yáng)能學(xué)報(bào)， 2022， 43（1）： 384-392.

HAO Y Y， LI K， WEI Z Y， et al. Influence of parasitic parameters on TΓ hybrid impedance source inverter［J］. Acta energiae solaris sinica， 2022， 43（1）： 384-392.

A MULTI-MODAL COMBINATION Y-SOURCE INVERTER

Ma Jianwei 1，Liu Hongpeng 1，Wei Lai1，Zhang Wei 1，Wang Wei2

（1. Key Laboratory of Modern Power System Simulation and Control amp; Renewable Energy Technology， Ministry of Education，

Northeast Electric Power University， Jilin 132012， China；

2. School of Electrical Engineering， Harbin Institute of Technology， Harbin 150001， China）

Abstract：Addressing the issues of insufficient boost capacity and high shoot-through current in coupled inductance impedance source inverters， this article introduces the multi-modal combination method into the Y-source impedance network and proposes an multi-modal combination Y-source inverter. A detailed analysis was conducted on the mode combination methods， corresponding modulation strategy， and voltage current relationship of the proposed inverter， and the boost ratio and key device stress were derived. The multi-modal combination method introduces a new influence factor into the boost ratio of the proposed inverter. Compared to improved Y-source inverter and high step-up Y-source inverter， it can achieve higher boost capability at the same winding coefficient K and direct duty cycle d. At the same time， it has lower diode voltage stress and suppresses the shoot-through current. Finally， the feasibility and superiority of the proposed inverter were verified by building a 200 W experimental platform.

Keywords：coupled inductance； Y-source inverter； modulation strategy； multi-modal combination； voltage stress； shoot-through current