摘 要：面對獨立光伏發(fā)電系統(tǒng)的小衛(wèi)星間可見光通信應用，提出一種諧振三端口LED驅動電路，實現(xiàn)軟開關高效光伏電能變換，對所提出驅動電路穩(wěn)態(tài)特性和關鍵參數(shù)進行具體分析設計。結合驅動電路，提出一種融合電能變換與可見光通信的可變脈沖位置調制（VPPM）調制控制策略，利用輸出脈沖電流的位置實現(xiàn)數(shù)據(jù)傳輸，通過調節(jié)輸出脈沖電流寬度完成通信所需亮度調節(jié)，適用于較遠距離可見光通信調制，同時實現(xiàn)照明恒流控制。詳細分析融合控制原理和控制過程，最后進行計算機仿真驗證，并設計制作一臺所提出驅動電路與融合控制策略的額定輸出0.6 A/20 W實驗樣機，樣機效率最高可達95.6%，通信原理樣機數(shù)據(jù)傳輸速率為10～20 kbps，驗證了所提出的驅動電路和融合控制策略的有效性。

關鍵詞：多輸入多輸出；LED照明；三端口諧振驅動電路；可見光通信；VPPM調制；融合控制策略

DOI：10.15938/j.emc.2024.10.017

中圖分類號：TM46

文獻標志碼：A

文章編號：1007-449X（2024）10-0177-16

收稿日期： 2023-12-20

基金項目：福建省科技廳高校產(chǎn)學重大項目（2014H6012）

作者簡介：鄭 勇（1999—），男，碩士研究生，研究方向為電力電子變流技術；

林維明（1964—），男，博士，教授，博士生導師，研究方向為電力電子變流技術；

林中寅（1998—），男，碩士研究生，研究方向為電力電子變流技術；

黃舒晨（1999—），女，碩士研究生，研究方向為電力電子變流技術。

通信作者：林維明

Control strategy combined power conversion with VPPM modulation of visible light communication

ZHENG Yong， LIN Weiming， LIN Zhongyin， HUANG Shuchen

（Fujian Key Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion， Fuzhou University， Fuzhou 350108， China）

Abstract：In the application of the visible light communication between small satellites for independent photovoltaic power generation system， a resonant three-port LED driver was proposed. The steady state characteristics of the proposed driver and the key parameter were theoretically derived and analyzed. Combined with the proposed driver， a control strategy incorporating variable pulse position modulation （VPPM） of visible light communication modulation with power conversion LED driver was proposed， which the position of the output pulse current was utilized to realize data transmission， and the brightness adjustment required for communication was completed by adjusting the width of the output pulse current， which is used to be suitable for longer distance VLC modulation， and the output average current for lighting can be controlled to be constant. The control principle and control process were analyzed in detail. The computer simulation was carried out. An experimental prototype of the proposed driver and its hybrid control strategy with a rated output of 0.6 A/20 W was designed and set up， with an efficiency of up to 95.6%， and a data transmission rate of 10 kbps-20 kbps.The simulation and experimental results have been obtained to verify the proposed resonant three-port LED driver and its hybrid control strategy.

Keywords：multiinput-multioutput; LED lighting; resonant three-port driver; visible light communication; VPPM; hybrid control strategy

0 引 言

衛(wèi)星開關電源的性能直接決定衛(wèi)星運行期間設備是否正常工作以及飛行任務的完成質量^［1］。全世界超過90%的衛(wèi)星電源采用光伏發(fā)電，為了實現(xiàn)連續(xù)可靠供電，經(jīng)常利用蓄電池平衡光伏受光照影響而具有波動性、間歇性特點的輸出功率^［2-3］。隨著分布式衛(wèi)星系統(tǒng)的發(fā)展，基于第四代電光源LED的星間可見光通信技術的研究也成為重點^［4-5］?？梢姽馔ㄐ牛╲isible light communication，VLC）技術是一項非常有發(fā)展?jié)摿Φ耐ㄐ偶夹g，與傳統(tǒng)的微波衛(wèi)星通信相比，可見光具有多個方面的優(yōu)勢：可見光通信可利用的頻帶寬度超過4×10⁶ GHz，高達微波頻帶寬度總和的一萬多倍；可見光通信使用頻段不受限制；可見光衛(wèi)星通信設備的靈活性與可擴展性強；可見光通信鏈路不易被截斷，具有較強的保密性，借助這些獨特優(yōu)勢可見光通信成為研究熱點^［6-9］。

高效率的多端口變換器是小衛(wèi)星電源的重要研究方向，非隔離三端口DC-DC變換器具有高功率密度、高效率等優(yōu)點。非隔離三端口變換器拓撲構成方式主要分為三種^［10-13］：1）將Boost、Buck、Buck-Boost等基本電路通過級聯(lián)、串并聯(lián)等方式組合得到；2）根據(jù)基本開關單元以及開關單元組合/連接規(guī)則推演得到；3）增加新的功率路徑。文獻［14］在四開關Buck-Boost的基礎上構造了第三個功率端口，提出了一種四開關三端口變換器，通過復用H橋左橋臂開關管，減少了有源器件數(shù)量。文獻［15］提出一種具備高增益升壓能力的非隔離型三端口DC/DC變換器，該變換器通過在傳統(tǒng)Boost三端口網(wǎng)絡中串入由二極管和電容構建的DCM升壓單元來提高其輸入輸出增益。文獻［16］提出一種非隔離雙向三端口升降壓變換器拓撲，該變換器由三個雙向Buck/Boost開關單元不通過直流母線電容級聯(lián)組合而成，完全消除了中間母線電解電容，提高系統(tǒng)可靠性，且任意兩個端口之間均為單級升降壓變換，大大提高了變換器的變換效率和功率密度。

隨著電力電子技術以及通信技術的發(fā)展，采用高效電力電子開關變換器來實現(xiàn)VLC供電與調制受到了越來越多的關注?？梢詫LC開關變換器分為三大類，一類開關變換器通過并聯(lián)開關管的形式來實現(xiàn)VLC，比如在文獻［17］中基于Buck變換器提出了一種并聯(lián)開關調制電路，通過使用與LED并聯(lián)開關管的可變脈沖位置調制方案來實現(xiàn)可見光通信調制。一類開關變換器通過串聯(lián)開關管的形式來實現(xiàn)VLC，文獻［18］利用與LED串聯(lián)的開關管來施加幅度調制，開關管通過快速控制回路將通信數(shù)據(jù)添加到無紋波LED驅動輸出電流中。一類變換器沒有額外附加開關管，而是通過工作在開關模式的VLC調制開關變換器電路實現(xiàn)，文獻［19］提出了一種基于雙輸入Buck（TIBuck）的開關模式調制電路，該電路由高頻Buck和低頻Buck構成，高頻Buck產(chǎn)生通信信號，僅處理總功率的一小部分，低頻Buck用于產(chǎn)生直流偏置，處理大部分功率，在得到較高效率的同時具有高通信性能。類似地，文獻［20］提出了一種基于高頻Buck和低頻Boost功率分配的開關模式調制電路。

可見光通信的調制策略主要分為單載波調制、多載波調制和脈沖調制，其中，脈沖調制屬于單載波調制方式中的一種^［21］。主要單載波調制方式有振幅鍵控（ASK）、相移鍵控（PSK）、頻移鍵控（FSK）等。文獻［22］中將PWM和VPPM調制方式結合起來，兩個編碼方案分別用于光色和亮度的控制，提出了一種使用具有色域和調光控制的可見光LED的數(shù)據(jù)傳輸方案。文獻［23］提出一種融合可變開關鍵控（VOOK）和分層正交頻分復用（OFDM）的高效頻譜混合調制，所提出方法能夠實現(xiàn)線性調光控制，且具有高效的頻譜效率。目前，基于LED的室內VLC技術的研究成果頗豐，但星間VLC技術的相關研究尚處于起步階段。

本文提出一種三端口LED諧振驅動電路，詳細分析提出電路工作原理和工作過程。結合所提出驅動電路，提出一種融合電能變換與可變脈沖位置調制（variable pulse position modulation，VPPM）可見光通信調制的控制策略，利用輸出脈沖電流的位置實現(xiàn)數(shù)據(jù)傳輸，通過調節(jié)輸出脈沖電流寬度完成通信所需亮度調節(jié)和實現(xiàn)照明恒流控制。文中對提電路和融合控制策略進行詳細分析，對電路輸入輸出電壓增益、開關器件應力等穩(wěn)態(tài)特性進行理論推導，并對電路關鍵參數(shù)設計進行具體分析。最后進行計算機仿真驗證，并設計制作一臺額定0.6 A/20 W所提出電路實驗原理樣機。計算機仿真和實驗結果表明，所提出的融合電能變換LED驅動電路可見光通信的VPPM調制策略實現(xiàn)數(shù)據(jù)傳輸和照明恒流控制，驗證所提驅動電路和融合可見光通信調制控制策略的有效性。

1 諧振三端口LED驅動電路

1.1 電路結構

諧振三端口LED驅動電路如圖1所示。其中諧振開關電容（resonant switched-capacitor，RSC）電路單元由電感L₂、開關管S₃和S₄、二極管D₄和D₅、開關電容C₃、輸出濾波電解電容C_o和LED負載組成；Boost電路單元由光伏發(fā)電單元V_pv、蓄電池儲能單元V_bat、電感L₁、開關管S₂、二極管D₁和D₃、電容C₁和C₂組成；二極管D₂和開關管S₁都是慢管，分別用于光伏和蓄電池與RSC電路的連接，RSC電路工作在諧振電感電流斷續(xù)模式實現(xiàn)軟開關ZVS和ZCS。

1.2 電路工作原理

本文主要分析了提出三端口LED驅動電路的4種工作模式，工作模式1為光伏單獨向LED負載供電、工作模式2為蓄電池單獨向LED負載供電、工作模式3為單輸入雙輸出、工作模式4為雙輸入單輸出。圖2為三端口LED驅動電路各工作模式，箭頭表示各端口間的功率傳輸方向。

為簡化分析，現(xiàn)做如下假設：

1）所提出電路中所有元器件均為理想器件，不考慮寄生參數(shù)和損耗；

2）電容C₁、C₂、C_o容值足夠大，其兩端電壓恒定，電壓紋波忽略不計。

工作模式1下三端口LED驅動電路等效為RSC電路，如圖3（a）所示，P_pv=P_o，光伏單獨向LED供電。工作模式2下三端口LED驅動電路等效為RSC電路，如圖3（b）所示，P_bat=P_o，光伏不工作，由蓄電池提供給LED所需的全部功率。

工作模式1和工作模式2下RSC電路輸入電壓分別等于光伏兩端電壓和蓄電池兩端電壓。設RSC電路輸入端電壓為V_in，RSC電路中諧振開關電容C₃和電感L₂組成一個諧振網(wǎng)絡，定義諧振角頻率為ω_r、諧振頻率為f_r、電路穩(wěn)態(tài)增益為M分別為：

ω_r=1L₂C₃；

f_r=12πL₂C₃；

M=V_oV_in。（1）

在一個開關周期T_s內根據(jù)開關管S₃、S₄的導通狀態(tài)，RSC變換器存在6個工作模態(tài)，圖4為電路主要工作波形圖。

圖5為一個開關周期T_s內各工作模態(tài)等效電路圖，電路工作過程分析如下。

模態(tài)1［t₀-t₁］：等效電路如圖5（a）所示。t₀時刻前開關管S₃電壓v_C3和電感電流i_L2均為零。從t₀時刻開始，開關管S₃ ZCS開通，V_in通過開關管S₃、電容C₃、二極管D₄、S₄均關斷，二極管D₄、D₅均反向截止，電容C₃、電感L₂給輸出電容C_o和LED負載供電。此時，諧振電容C₃和電感L₂參與諧振，諧振頻率為f_r。

該階段諧振電感L₂電流為

i_L2（t）=C₃ω_r（V_in-V_o）sin（ω_r（t-t₀））。（2）

諧振過程電感電流最大值為

i_{L2_max}=C₃ω_r（V_in-V_o）。（3）

諧振電容C₃兩端電壓、電感L₂電流、開關管S₃、S₄和二極管D₄、D₅電壓為：

v_C3（t）=（V_in-V_o）（1-cos（ω_r（t-t₀）））；

v_S3=v_D4=0；

v_S4=v_C3；

v_D5=V_in－v_C3。（4）

t₁時刻，諧振電容電壓v_C3諧振到等于V_in，二極管D₅正向導通，諧振過程結束。此時，開關管S₄的電壓達到最大值，等于輸入電壓V_in。

將v_C3（t₁）=V_in代入式（4）可以得到該諧振過程持續(xù)時間

Δt₁=t₁－t₀=1ω_rarccos（V_oV_o－V_in）。（5）

將式（5）代入式（2）得到t₁時刻的電感電流

i_L2（t₁）=C₃ω_rV_in1－2V_oV_in。（6）

模態(tài)2［t₁-t₂］：等效電路如圖5（b）所示。t₁時刻，v_C3（t₁）=V_in，開關管S₃ ZCS關斷，二極管D₅正向導通。電感L₂通過二極管D₄、D₅給輸出電容C_o和LED負載供電，電感電流i_L2以斜率V_o/L₂線性下降。

該階段電感L₂電流為

i_L2（t）=C₃ω_rV_in1－2V_oV_in－V_oL₂（t-t₁）。（7）

諧振電容C₃兩端電壓、開關管S₃、S₄和二極管D₄、D₅電壓為：

v_C3（t）=V_in；

v_S3=v_D4=v_D5=0；

v_S4=v_C3。（8）

t₂時刻，電感電流i_L2下降到零。根據(jù)式（7）和式（8）得到該階段持續(xù)時間

Δt₂=t₂－t₁=V_inω_rV_o1－2V_oV_in。（9）

模態(tài)3［t₂-t₃］：等效電路如圖5（c）所示。t₂時刻，電感電流i_L2下降到零，二極管D₄、D₅零電流關斷。此時，由輸出電容C_o給LED負載供電。

該階段諧振電容C₃兩端電壓、電感L₂電流、開關管S₃、S₄和二極管D₄、D₅電壓為：

v_C3（t）=V_in；

i_L2（t）=0；

v_S3=v_D5=0；

v_S4+v_C3=V_in。（10）

t₃時刻，開關管S₃零電壓、零電流關斷。模態(tài)1～3持續(xù)時間為半個開關周期，即

t₃=T_s2=12f_s。（11）

模態(tài)4［t₃-t₄］：等效電路如圖5（d）所示。t₃時刻，開關管S₃零電壓、零電流關斷，S₄零電流導通，二極管D₄反向截止，D₅正向導通。諧振電容C₃通過開關管S₄、二極管D₅和電感L₂給輸出電容C_o和LED負載供電。此時，諧振電容C₃和電感L₂參與諧振，諧振頻率為f_r。

該階段電感L₂電流為

i_L2（t）=C₃ω_r（V_in-V_o）sin（ω_r（t-t₃））。（12）

諧振過程電感電流最大值為

i_{L2_max}=C₃ω_r（V_in-V_o）。（13）

諧振電容C₃兩端電壓、電感L₂電流、開關管S₃、S₄和二極管D₄、D₅電壓分別為：

v_C3（t）=V_o+（V_in-V_o）cos（ω_r（t-t₃））；

v_S3=V_in－v_C3；

v_S4=v_D5=0；

v_D4=v_C3。（14）

t₄時刻，諧振電容電壓v_C3諧振到0，二極管D₄正向導通，諧振過程結束。將v_C3（t₄）=0代入式（14）可以得到該諧振過程持續(xù)時間和模態(tài)1諧振時間相等。該階段電感電流i_L2工作波形和模態(tài)1相同，t₄時刻電感電流i_L2（t₄）和t₁時刻相等。

模態(tài)5［t₄-t₅］：等效電路如圖5（e）所示。t₄時刻，v_C3（t₁）=0，開關管S₄ ZCS關斷，二極管D₄正向導通。電感L₂通過二極管D₄、D₅給輸出電容C_o和LED負載供電，電感電流i_L2以斜率V_o/L₂線性下降。

該階段電感L₂電流為

i_L2（t）=C₃ω_rV_in1－2V_oV_in－V_oL₂（t-t₄）。（15）

諧振電容C₃兩端電壓、開關管S₃、S₄和二極管D₄、D₅電壓分別為：

v_C3（t）=0；

v_S3=V_in；

v_S4=v_D4=v_D5=0。（16）

t₅時刻，電感電流i_L2下降到0。該階段持續(xù)時間和模態(tài)2相同。

模態(tài)6［t₅-t₆］：等效電路如圖5（f）所示。t₅時刻，電感電流i_L2下降到0，二極管D₄、D₅零電流關斷。此時，由輸出電容C_o給LED負載供電。

該階段諧振電容C₃兩端電壓、電感L₂電流、開關管S₃、S₄和二極管D₄、D₅電壓為：

v_C3（t）=0；

i_L2（t）=0；

v_S3+v_D5=V_in；

v_S4=v_C3=0。（17）

t₆時刻，開關管S₄零電壓、零電流關斷，S₃零電流開通，開始下一個開關周期，該階段持續(xù)時間和模態(tài)3相同。

1.3 電路穩(wěn)態(tài)特性

1）輸入輸出電壓變比。

設RSC路輸入端電壓為V_in，理想情況下，變換器輸出功率等于輸入功率為

P_in=V_inI_in=P_o=V_oI_o。（18）

I_in為一個開關周期對應的光伏發(fā)電輸出電流的平均值，f₃為開關管S₃、S₄的開關頻率，由式（4）和式（5）可以得到

I_in=∫^Δt₁₀i_L2（t）dt·f₃=

∫^1ω_r^acos（V_o^V_o^－V_in）₀C₃ω_r（V_in-V_o）sin（ω_rt）dt·f₃=

C₃f₃V_in。（19）

由式（18）和式（19）得到輸出功率P_o表達式為

P_o=C₃f₃V²_in。（20）

設R_o=V_o/I_o為輸出端等效電阻負載，代入式（20）可以得到輸入電壓和輸出電壓的關系為

V_o=V_inC₃f₃R_o。（21）

由式（21）可得輸入輸出電壓變比為

M=V_oV_in=C₃f₃R_o。（22）

2）軟開關特性。

RSC電路工作在電感電流斷續(xù)模式，由分析得到功率器件的軟開關情況，如表1所示。

開關管S₃導通、S₄關斷，電容C₃和電感L₂諧振到電容C₃兩端電壓等于輸入電壓時，諧振過程結束，電容C₃兩端電壓被鉗位到等于輸入電壓并保持不變，開關管S₃兩端電壓為零，當開關管S₃關斷時為零電壓關斷。開關管S₃關斷、S₄導通，電容C₃和電感L₂諧振到電容C₃兩端電壓等于零時，諧振過程結束，電容C₃兩端電壓被鉗位到等于零并保持不變，開關管S₄兩端電壓為零，當開關管S₄關斷時為零電壓關斷。

為了使電路工作在電感電流斷續(xù)模式以實現(xiàn)開關管S₃、S₄零電流開通關斷，需要滿足的條件為

Δt₁+Δt₂lt;t₃。（23）

將式（5）、式（9）、式（11）代入式（23）得到開關管S₃、S₄零電流開通關斷的條件為

ω_rgt;2f₃（arccos（V_oV_o－V_in）+V_inV_o1－2V_oV_in）。（24）

由式（24）可知ZVS只與諧振網(wǎng)絡的諧振角頻率、開關頻率和電壓增益有關。

3）開關應力特性。

開關管S₃、S₄和二極管D₄、D₅的電壓應力等于輸入電壓最大值：

v_{S3_max}=v_{S4_max}=v_{D4_max}=v_{D5_max}=v_{in_max}。（25）

開關管S₃、S₄的電流應力為電感電流最大值為

i_{S3_max}=i_{S4_max}=i_{L2_max}=C₃ω_r（V_in-V_o）。（26）

1.4 電路損耗

根據(jù)1.3節(jié)表1可知，功率MOS管S₃和S₄實現(xiàn)了ZCS開通，ZVS、ZCS關斷，二極管D₄和D₅實現(xiàn)了ZCS開通關斷，開關損耗可近似為零。功率MOS管S₃和S₄以及二極管D₄和D₅都存在通態(tài)損耗。將功率MOS管S₃和S₄的導通壓降用V_DS表示，將二極管D₄和D₅的導通壓降用V_PN表示，開關頻率為f₃。

由式（2）和式（5）可知功率MOS管S₃的通態(tài)損耗P_S3，可以表示為

P_S3=V_DS∫^t_1t0i_L2（t）dtf₃=V_DSC₃V_of₃。（27）

由式（5）和式（12）可知功率MOS管S₄的通態(tài)損耗P_S4，可以表示為

P_S4=V_DS∫^t_4t3i_L2（t）dtf₃=V_DSC₃V_of₃。（28）

由式（2）、式（5）、式（7）、式（9）、式（15）可知二極管D₄的通態(tài)損耗P_D4，可以表示為

P_D4=V_PN（∫^t_1t0i_L2（t）dt+∫^t_2t1i_L2（t）dt+∫^t_5t4i_L2（t）dt）f₃=

V_PNC₃V_o+2C₃V_in（1V_o－2）－

V²_inω²_rL₂V_o（1－2V_oV_in）f₃。（29）

由式（5）、式（7）、式（9）、式（12）、式（15）可知二極管D₅的通態(tài)損耗P_D5，可以表示為

P_D5=V_PN（∫^t_2t1i_L2（t）dt+∫^t_4t3i_L2（t）dt+∫^t_5t4i_L2（t）dt）f₃=

V_PNC₃V_o+2C₃V_in（1V_o－2）－

V²_inω²_rL₂V_o（1－2V_oV_in）f₃。（30）

電路損耗還包括電感的鐵心渦流損耗、磁滯損耗、電感繞組損耗和電路分布參數(shù)等雜散損耗，這里統(tǒng)一稱為磁性元件與其他損耗，并表示為P_loss，由相關數(shù)據(jù)手冊計算約為0.32 W。

因此，電路總損耗P_add可以表示為

P_add=P_S3+P_S4+P_D4+P_D5+P_loss。（31）

表2為電路損耗計算結果。

2 融合可見光通信VPPM調制的控制策略

2.1 控制原理

三端口LED驅動電路融合可見光通信VPPM通信調制的融合控制框圖如圖7所示。本文采用PWM+PFM的控制方式，通過調節(jié)占空比d實現(xiàn)光伏發(fā)電向蓄電池端口充電儲能，通過諧振變頻f實現(xiàn)LED穩(wěn)定恒流輸出。

左側環(huán)路計算開關占空比d，V_{bat_ref}和I_{bat_ref}分別為設定的蓄電池最大安全充電電壓和電流，v_MPPT為經(jīng)MPPT算法計算得到的光伏MPPT控制環(huán)路參考電壓。當蓄電池未充滿時，MPPT環(huán)路輸出的占空比d_MPPT為最小值起控制作用；當蓄電池充滿時，蓄電池的電壓或者電流會超過安全限制，對應環(huán)路輸出的占空比為最小值，使蓄電池工作在恒壓或者恒流狀態(tài)。

2.2 控制工作過程

1）VPPM數(shù)據(jù)調制。

VPPM是在脈沖位置調制（pulse position modulation，PPM）和PWM基礎上提出的一種兼具通信和亮度控制的高效調制方式。VPPM調制方式數(shù)據(jù)傳輸?shù)幕驹硎?-PPM，根據(jù)脈沖在一個碼元周期內出現(xiàn)的位置來定義信號‘0’和‘1’，根據(jù)需要傳輸?shù)亩M制數(shù)據(jù)信號‘0’和‘1’相應的調整脈沖的位置實現(xiàn)數(shù)據(jù)傳輸。

以兩個時鐘周期為一個碼元周期，如果數(shù)據(jù)脈沖以碼元周期的起始點為上升沿發(fā)出位置，則視為發(fā)出數(shù)據(jù)0，如果數(shù)據(jù)脈沖以碼元周期的結束點為下降沿發(fā)出位置，則視為發(fā)出數(shù)據(jù)1，如圖8所示。

圖8為不同調光下的VPPM調制方式示意圖，LED光強度與流過的正向電流成正比，VPPM調制方式傳輸數(shù)據(jù)僅與脈沖位置信息有關，與脈沖寬度無關，因此通過調整脈沖寬度可以實現(xiàn)LED亮度調節(jié)，通信和亮度通過融合控制同時調節(jié)。

亮度調節(jié)為60%調光，如圖9所示，VPPM調制電路工作過程分析如下：

在t₀-t₁時刻，開關S₃開通，為等效電路圖4（a），工作過程分析同圖4（a）；S₄開通，為等效電路圖4（d），工作過程分析同圖4（d），LED輸出恒定電流i_o。

穩(wěn)態(tài)工作t₁-t₂和t₂-t₃為t₀-t₁相同的工作階段，開關S₃與S₄由融合控制策略控制開通，工作過程同圖4等效電路分析一致。

在t₃-t₄時刻，S₃和S₄都關斷，輸出電容單獨放電為LED供電，電容只放電直至流過LED的電流i_LED逐漸減小至零。

在t₄-t₅時刻，S₃和S₄仍然關斷，輸出電容放電至零，流過LED的電流i_LED一直保持為零。發(fā)射數(shù)據(jù)1周期工作過程分析同發(fā)射數(shù)據(jù)0周期。

2）照明恒流控制。

通過調節(jié)開關頻率f實現(xiàn)LED恒流控制，如圖10所示，將經(jīng)過低通濾波器得到的采樣輸出電流i_o與照明參考電流I_o-ref作比較，經(jīng)PI控制器和通信數(shù)據(jù)轉換函數(shù)組合得到開關頻率f，實現(xiàn)期望數(shù)據(jù)交流電流和照明直流電流，保持照明平均電流恒定。

3 主電路關鍵參數(shù)設計

3.1 諧振開關電容的設計

由式（20）可知，RSC電路輸出功率與開關頻率、輸入電壓和諧振開關電容有關，由于RSC電路采用脈沖頻率調制（pulse frequency modulation，PFM）控制方式，因此，只需在最低輸入電壓、最大開關頻率下滿足輸出功率即可。由此，得出計算諧振開關電容C₃大小的表達式為

C₃=P_of_{3_max}V²_{in_min}。（32）

3.2 諧振電感的設計

由式（20）和式（21）可知，RSC變換器輸出功率和電壓增益只與輸入電壓、諧振電容、開關頻率有關，而從軟開關特性可知軟開關條件只與諧振網(wǎng)絡的諧振角頻率、開關頻率和電壓增益有關。當輸入輸出工作情況和開關頻率都確定后，在選定諧振電容的情況下，只需要通過合理設計電感L₂便可實現(xiàn)電路中功率器件軟開關。設電路工作在電感電流斷續(xù)模式時臨界諧振角頻率為ω₀，可表示為

ω₀=2f_{3_max}（arccos（V_oV_o－V_{in_min}）+

V_{in_min}V_o1－2V_oV_{in_min}）。（33）

便可得出唯一的臨界值ω₀使所有功率器件實現(xiàn)軟開關。

因此，只需滿足ω_rgt;ω₀即可實現(xiàn)全工作范圍軟開關，將式（1）代入式（24）得到滿足斷續(xù)工作模式時電感L₂需滿足的設計條件為

L₂lt;1ω²₀C₃。（34）

圖12為不同開關頻率下電感L₂大小與輸入電壓關系，由式（34）便可得到電感L₂滿足工作條件的最大值。

4 仿真與實驗結果

為了驗證前述理論分析的正確性和可行性，對所提出的諧振三端口LED驅動電路進行計算機仿真和實驗驗證。電路參數(shù)如表3所示。

4.1 仿真結果

4.1.1 軟開關特性

1）工作模式1和2。

圖13、圖14分別為電路工作在工作模式1和2下的實驗波形。該模式下只有RSC電路單元工作，RSC電路工作在電感電流斷續(xù)模式，開關管S₃、S₄的驅動信號互補，占空比均為0.5。由圖13、圖14可知，開關管S₃、S₄和二極管D₄、D₅均工作在軟開關條件下，圖13（a）為S₃、S₄的軟開關波形，可知開關管S₃、S₄實現(xiàn)了ZCS開通，ZCS、ZVS關斷，二極管D₄、D₅實現(xiàn)了ZCS關斷。

2）工作模式3。

圖15為工作模式3下的實驗波形圖。該模式下Boost電路單元和RSC電路單元并聯(lián)工作，其中Boost電路工作在電感電流連續(xù)模式，RSC電路工作在電感電流斷續(xù)模式，開關管S₃、S₄的驅動信號互補，占空比均為0.5。開關管和二極管均軟開關工作，開關管S₃、S₄實現(xiàn)了ZCS開通，ZCS、ZVS關斷，二極管D₄、D₅實現(xiàn)了ZCS關斷。

由上述功率器件的電壓電流仿真波形可以分析得出：在不同的工作模式下，開關管S₃、S₄均實現(xiàn)了ZCS開通，ZCS、ZVS關斷，二極管D₄、D₅均實現(xiàn)了ZCS關斷。

4.1.2 VLC特性

圖16為RSC電路單元融合VPPM調制方式，60%調光下，通信速率為10～20 kbps，傳輸數(shù)據(jù)信號分別為010101、001001、011011、000111時的波形。電路工作在打嗝模式，利用輸出電流脈沖的不同起始位置攜帶數(shù)據(jù)并進行傳輸。

由上述仿真結果可以分析得出：仿真電路輸出電流的波形根據(jù)傳輸數(shù)據(jù)信號進行改變，說明發(fā)送數(shù)據(jù)成功。

4.2 實驗結果

為了進一步驗證理論分析的正確性，本文采用TMS320F28335數(shù)字控制芯片，設計制作了一臺所提出LED驅動電源實驗樣機，如圖17所示。

4.2.1 軟開關特性

1）工作模式1和2。

圖18、圖19分別為電路工作在模式1和模式2下的實驗波形。該模式下只有RSC電路單元工作，RSC電路工作在電感電流斷續(xù)模式，開關管S₃、S₄的驅動信號互補，占空比均為0.5。開關管S₃、S₄和二極管D₄、D₅均工作在軟開關條件下，開關管S₃、S₄實現(xiàn)了ZCS開通，ZCS、ZVS關斷，二極管D₄、D₅實現(xiàn)了ZCS關斷。

2）工作模式3。

圖20為電路在工作模式模式3下的實驗波形。該模式下Boost電路單元和RSC電路單元共光伏發(fā)電輸入并聯(lián)工作，其中Boost電路工作在電感電流連續(xù)模式，RSC電路工作在電感電流斷續(xù)模式，開關管S₃、S₄的驅動信號互補，占空比均為0.5。

由上述實驗波形以及與仿真波形對比可以分析得出：在不同工作模式的樣機實驗下，開關管S₃、S₄均實現(xiàn)了ZCS開通，ZCS、ZVS關斷，二極管D₄、D₅均實現(xiàn)了ZCS關斷，與仿真結果一致。

4.2.2 VLC特性

圖21為60%調光、通信距離1 m下，傳輸數(shù)據(jù)信號分別為101010、110110、100100、111000時的波形。電路工作在打嗝模式，利用輸出電流脈沖的不同起始位置攜帶數(shù)據(jù)并進行傳輸。以上四組數(shù)據(jù)傳輸為例，電路可以將任意數(shù)據(jù)包中的數(shù)據(jù)調制到輸出電流上。

由上述實驗波形以及與仿真結果對比可以分析得出：在樣機實驗中，根據(jù)傳輸數(shù)據(jù)信號的改變，驅動電路輸出的電流波形也相應變化，說明實驗樣機可以準確發(fā)送所需數(shù)據(jù)信號。

圖22分別為通信距離分別為1、2、3 m時輸出40%調光的傳輸數(shù)據(jù)信號、開關管S₃驅動波形、負載LED電流波形和PD接收到的VPPM電壓波形。隨著通信距離的增加，PD接收到的光強度逐漸減弱，PD將接收到的由光信號轉換成電壓信號的幅值也隨之減小。

由圖22和圖23實驗波形可以看出PD接收到的光信號強度隨著通信距離的增加而減小，因此由光信號轉化得到的通信電壓信號幅值也相應減小。而且PD通信信號幅值減小的速率也隨著通信距離的增加而增加，距離由2 m增加到3 m時PD通信信號減小的幅值明顯大于距離由1 m增加到2 m。PD接收到的光信號強度與輸出調光無關，40%與80%調光幅值基本相同。

4.2.3 樣機效率曲線

圖24為樣機在工作模式1光伏單獨輸入73 V電壓下不同調光時的效率曲線。隨著調光水平增加，RSC電路傳輸?shù)墓β试礁?，傳輸過程中電路產(chǎn)生的功率損耗并不明顯，因此調光水平越高，效率越高。

5 結 論

本文面向小衛(wèi)星間長距離可見光通信應用，提出了一種諧振三端口LED驅動電路，并針對該電路提出了一種融合電能變換LED驅動電路與VLC的VPPM調制的控制策略，通過理論分析、計算機仿真和樣機實驗得到如下結論：

1）所提出融合控制策略實現(xiàn)了電能變換與數(shù)據(jù)傳輸融合，在保證照明恒流輸出0.6 A的情況下，原理樣機數(shù)據(jù)傳輸速率為10～20 kbps，輸出調光范圍為20%～100%。

2）數(shù)據(jù)傳輸采用打嗝工作模式，信號變化較強，數(shù)據(jù)辨識率高，適合遠距離通信需求。

3）仿真與實驗結果表明，所提諧振三端口電路實現(xiàn)功率器件的高效ZVS和ZCS軟開關，工作模式1和2下，滿載樣機效率最高可達93.5%；工作模式3下效率最高可達95.6%。

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（編輯：劉素菊）