摘 要： 隨著新能源發(fā)電的快速發(fā)展，新能源發(fā)電輸出功率的間歇性和不確定性問題日益突出，為增強(qiáng)電網(wǎng)對(duì)新能源的消納能力，設(shè)計(jì)了1臺(tái)I型三電平儲(chǔ)能變流器。在深入分析其工作原理的基礎(chǔ)上，構(gòu)建了數(shù)學(xué)模型并給出了恒流充放電控制策略。針對(duì)三電平儲(chǔ)能變流器中點(diǎn)電位不平衡的問題，提出了帶可變分配因子的空間矢量脈沖寬度調(diào)制（SVPWM）算法以實(shí)現(xiàn)對(duì)中點(diǎn)電位波動(dòng)的快速響應(yīng)。樣機(jī)實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，在恒流充放電控制策略下，樣機(jī)在并網(wǎng)工況下具有良好的穩(wěn)態(tài)和暫態(tài)性能，所采用的帶可變分配因子的SVPWM算法能快速抑制中點(diǎn)電位波動(dòng)且抑制效果明顯。

關(guān)鍵詞： 新能源; 三電平儲(chǔ)能變流器; 中點(diǎn)電位平衡控制; 空間矢量脈沖寬度調(diào)制

中圖分類號(hào)： TM46

文獻(xiàn)標(biāo)志碼： A

文章編號(hào)： 2095-8188（2024）04-0038-07

DOI： 10.16628/j.cnki.2095-8188.2024.04.005

Design of Type I Three-Level Energy Storage Converter

LI Jinwei， LI Tang， MAO Xingkui， ZHANG Zhe

（College of Electrical Engineering and Automation， Fuzhou University， Fuzhou 350108， China）

Abstract： With the rapid development of new energy generation， the issue of intermittency and uncertainty in the output power of new energy generation is becoming increasingly prominent. In order to enhance the grid's ability to absorb new energy， a type I three level energy storage converter has been designed. On the basis of in-depth analysis of its working principle， a mathematical model was constructed and a constant current charging and discharging control strategy was provided. In response to the problem of midpoint potential imbalance in the three level energy storage converter， a space vector pulse width modulation （SVPWM） algorithm with variable distribution factor was proposed to achieve rapid response to midpoint potential fluctuations. The experimental results of prototype show that under constant current charging and discharging control strategy， the designed prototype has good steady-state and transient performance under grid connection conditions. The used SVPWM algorithm with variable allocation factor can quickly suppress midpoint potential fluctuations and has a significant inhibitory effect.

Key words： new energy; three-level energy storage converter; midpoint potential balance control; space vector pulse width modulation（SVPWM）

0 引 言

隨著雙碳目標(biāo)［1-3］的提出，以風(fēng)力、光伏為主的分布式新能源發(fā)電在電網(wǎng)中的滲透率越來越高。新能源發(fā)電的間歇性和不確定性，導(dǎo)致電網(wǎng)對(duì)新能源大規(guī)模接入的消納能力不足，存在嚴(yán)重的“棄風(fēng)”“棄光”現(xiàn)象［4］。為避免能源浪費(fèi)，大容量?jī)?chǔ)能系統(tǒng)應(yīng)運(yùn)而生。作為儲(chǔ)能系統(tǒng)中的核心器件，儲(chǔ)能變流器（PCS）是電網(wǎng)和儲(chǔ)能介質(zhì)間的重要橋梁，具有平抑電網(wǎng)功率波動(dòng)、削峰填谷、改善并網(wǎng)波形質(zhì)量的作用［5-6］。

目前，PCS拓?fù)淇煞譃閮呻娖酵負(fù)浜投嚯娖酵負(fù)洹呻娖酵負(fù)涞碾娐方Y(jié)構(gòu)和控制方式簡(jiǎn)單，不存在中點(diǎn)電位平衡問題［7-11］，但其輸出波形諧波含量大［12］，開關(guān)器件電壓應(yīng)力高。多電平拓?fù)涞妮敵霾ㄐ沃C波含量小，開關(guān)器件電壓應(yīng)力低，開關(guān)噪聲和電磁干擾較小，理論上其輸出電平可以達(dá)到N電平，但隨著輸出電平的增加所需的開關(guān)器件呈幾何倍數(shù)的增長(zhǎng)且控制過于復(fù)雜［13］。三電平PCS拓?fù)渥鳛槎嚯娖酵負(fù)涞牡湫痛恚葴p小了單個(gè)開關(guān)器件的電壓應(yīng)力又使控制系統(tǒng)不至于太過復(fù)雜，在高壓大容量?jī)?chǔ)能系統(tǒng)中被廣泛應(yīng)用［14］。

本文設(shè)計(jì)了1臺(tái)功率為12 kW的I型三電平PCS樣機(jī)。首先對(duì)I型三電平PCS的主電路拓?fù)浼肮ぷ髟磉M(jìn)行了分析;其次構(gòu)建了I型三電平PCS的數(shù)學(xué)模型，在此基礎(chǔ)上給出了恒流充放電控制策略;然后針對(duì)三電平拓?fù)浯嬖诘闹悬c(diǎn)電位不平衡問題，提出帶可變分配因子的空間矢量脈沖寬度調(diào)制（SVPWM）算法;最后搭建樣機(jī)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了該算法能快速抑制中點(diǎn)電位波動(dòng)且抑制效果明顯。

1 主電路拓?fù)浼肮ぷ髟矸治?/p>

I型三電平PCS拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。圖1中，UDC為儲(chǔ)能電池電壓，C1、C2分別為容值相等的上下橋臂直流母線電容，每相橋臂均由4個(gè)功率開關(guān)管VTx1～VTx4和2個(gè)鉗位二極管VDx1、VDx2（x=a、b、c）組成，ea、eb、ec分別為A、B、C三相電網(wǎng)相電壓，ia、ib、ic分別為逆變器側(cè)A、B、C三相輸出相電流，io為直流側(cè)中點(diǎn)電流。

I型三電平PCS的驅(qū)動(dòng)方式為開關(guān)管VTa1、VTa3互補(bǔ)導(dǎo)通，開關(guān)管VTa2、VTa4互補(bǔ)導(dǎo)通，開關(guān)管VTa1和開關(guān)管VTa4相位上互差180°。為清晰闡述I型三電平PCS的工作原理，在該驅(qū)動(dòng)方式下以A相為例，分析電路在穩(wěn)態(tài)下電流為正或負(fù)時(shí)的3種模態(tài)，即P狀態(tài)、O狀態(tài)和N狀態(tài)。

P狀態(tài)：當(dāng)開關(guān)管VTa1、VTa2閉合，VTa3、VTa4斷開時(shí)，此時(shí)處于P狀態(tài)。I型三電平PCS的P狀態(tài)如圖2所示。如圖2（a），若A相電流為正，電流ia從直流側(cè)電源正極出發(fā)，經(jīng)開關(guān)管VTa1、VTa2流向電網(wǎng)，此時(shí)PCS的A相輸出電壓為UDC/2（相對(duì)于中點(diǎn)O，下同）;如圖2（b），若A相電流為負(fù)，電流ia由電網(wǎng)側(cè)流入，經(jīng)開關(guān)管VTa1、VTa2的反并聯(lián)二極管流向直流側(cè)電源正極，此時(shí)PCS的A相輸出電壓仍為UDC/2。

O狀態(tài)：當(dāng)開關(guān)管VTa2、VTa3閉合，VTa1、VTa4斷開時(shí)，此時(shí)處于O狀態(tài)。I型三電平PCS的O狀態(tài)如圖3所示。如圖3（a），若A相電流為正，電流ia由O點(diǎn)流出，經(jīng)鉗位二極管VDa1和開關(guān)管VTa2流向電網(wǎng)，此時(shí)PCS的A相輸出電壓為0;如圖3（b），若A相電流為負(fù)，電流ia由電網(wǎng)側(cè)流入，經(jīng)開關(guān)管VTa3和鉗位二極管VDa2流入O點(diǎn)，此時(shí)PCS的A相輸出電壓仍為0。

N狀態(tài)：當(dāng)開關(guān)管VTa3、VTa4閉合，VTa1、VTa2斷開時(shí)，此時(shí)處于N狀態(tài)。I型三電平PCS的N狀態(tài)如圖4所示。如圖4（a），若A相電流為正，電流ia從直流側(cè)電源負(fù)極出發(fā)，經(jīng)開關(guān)管VTa3、VTa4的反并聯(lián)二極管流向電網(wǎng)，此時(shí)PCS的A相輸出電壓為-UDC/2;如圖4（b），若A相電流為負(fù)，電流ia由電網(wǎng)側(cè)流入，經(jīng)開關(guān)管VTa3、VTa4流向直流側(cè)電源的負(fù)極，此時(shí)PCS的A相輸出電壓仍為-UDC/2。

綜上所述，每種狀態(tài)下每相均有2個(gè)開關(guān)管導(dǎo)通，2個(gè)開關(guān)管關(guān)斷。在同一狀態(tài)下，電流方向不同時(shí)，電流的流通路徑也會(huì)有差別。I型三電平PCS拓?fù)涔ぷ髂B(tài)和輸出電壓的關(guān)系如表1所示。

2 I型三電平PCS的控制策略

忽略線路阻抗，將LCL濾波器等效為單電感L［15］，則I型三電平PCS在三相坐標(biāo)系中的數(shù)學(xué)模型可表示為

Lddtiaibic=uaNubNucN-eaebec （1）

式中： uaN、ubN、ucN——逆變橋A、B、C三相輸出相電壓。

對(duì)式（1）進(jìn)行Park變換，可得：

Lddtidiq+-ωLiqωLid=uduq-edeq（2）

式中： id、iq——在d-q坐標(biāo)系下的逆變器輸出相電流;

ud、uq、ed、eq——在d-q坐標(biāo)系下的逆變器側(cè)輸出電壓和電網(wǎng)電壓;

ω——電網(wǎng)角頻率。

根據(jù)式（2）對(duì)I型三電平PCS的電流內(nèi)環(huán)控制器進(jìn)行設(shè)計(jì)，可得：

udref=Kp（idref-id）+Ki（idref-id）/s-ωLiq+eduqref=Kp（iqref-iq）+Ki（iqref-iq）/s+ωLid+eq（3）

式中： Kp、Ki——電流環(huán)比例積分（PI）調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)和積分系數(shù);

udref、uqref——電壓參考值的d軸分量和q軸分量;

idref、iqref——電流參考值的d軸分量和q軸分量。

同時(shí)，由瞬時(shí)功率理論可得：

PrefQref=32edeqeq-edidrefiqref （4）

式中： Pref、Qref——逆變器輸出有功功率和無功功率的參考指令。

對(duì)于三相對(duì)稱電網(wǎng)，若同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系d軸旋轉(zhuǎn)角度與A相電網(wǎng)的角度一致，則eq=0，將其代入式（4），可得：

idref=2Pref3ediqref=-2Qref3ed（5）

由式（5）可知，對(duì)PCS輸出功率的控制問題實(shí)際可等效為對(duì)電流的控制問題。PCS恒流充放電控制框圖如圖5所示。

3 中點(diǎn)電位平衡控制策略研究

I型三電平PCS每相均有3種開關(guān)狀態(tài)，分別為P狀態(tài)、O狀態(tài)和N狀態(tài)，則三相開關(guān)狀態(tài)的排列組合方式共有33=27種，對(duì)應(yīng)19個(gè)基本空間電壓矢量。I型三電平PCS空間電壓矢量分布圖如圖6所示。

圖6中，按基本空間電壓矢量的模值大小將電壓矢量分為大矢量、中矢量、小矢量和零矢量。其中，零矢量和小矢量存在冗余，1個(gè)零矢量對(duì)應(yīng)3種開關(guān)狀態(tài)，1個(gè)小矢量對(duì)應(yīng)2種開關(guān)狀態(tài)。小矢量對(duì)應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)中，若含有P狀態(tài)則稱其為正小矢量，若含有N狀態(tài)則稱其為負(fù)小矢量。

大矢量作用下，A、B、C三相均不包含O狀態(tài)，O點(diǎn)無電流流過，故大矢量不會(huì)引起中點(diǎn)電位波動(dòng)。零矢量對(duì)應(yīng)3種開關(guān)狀態(tài)，分別為PPP、OOO和NNN，當(dāng)開關(guān)狀態(tài)OOO作用時(shí)，中點(diǎn)電流io=ia+ib+ic=0（三相平衡系統(tǒng)），當(dāng)開關(guān)狀態(tài)PPP或NNN作用時(shí)，中點(diǎn)O不和A、B、C三相中的任何一相構(gòu)成回路，O點(diǎn)無電流流過，故零矢量不會(huì)引起中點(diǎn)電位波動(dòng)。對(duì)于小矢量對(duì)中點(diǎn)電位偏移的影響，以同一小矢量對(duì)應(yīng)的2種開關(guān)狀態(tài)POO、ONN為例進(jìn)行分析，當(dāng)正小矢量POO作用時(shí)，由中點(diǎn)O流出的電流為io=ib+ic=-ia（三相平衡系統(tǒng)），當(dāng)負(fù)小矢量ONN作用時(shí)，由中點(diǎn)O流出的電流為io=ia。由此可見，同一小矢量對(duì)應(yīng)的正小矢量和負(fù)小矢量對(duì)中點(diǎn)電位偏移的影響相反。中矢量作用下，若有一相開關(guān)狀態(tài)為O狀態(tài)，即有一相逆變器輸出端直接與O相連，則由中點(diǎn)O流出的電流與O狀態(tài)所在相的輸出電流有關(guān)，中矢量會(huì)對(duì)中點(diǎn)電位偏移產(chǎn)生影響。

由以上可知，大矢量和零矢量對(duì)中點(diǎn)電位無影響，中矢量和小矢量對(duì)中點(diǎn)電位有影響。由于中矢量不存在冗余，無法對(duì)其實(shí)施控制，而小矢量存在冗余且正負(fù)小矢量對(duì)中點(diǎn)電位偏移的影響剛好相反，可以通過合理分配正負(fù)小矢量的作用時(shí)間來實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電位平衡控制。下面將以區(qū)域I-1為例詳細(xì)介紹帶可變分配因子的SVPWM算法中點(diǎn)電位平衡控制原理。三電平PCS第I扇區(qū)空間電壓矢量分布圖如圖7所示。

由圖7可知，當(dāng)參考電壓矢量所落區(qū)域?yàn)镮-1時(shí)，由最近三矢量法可知，參與合成參考電壓矢量的基本空間電壓矢量所對(duì)應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)為OOO、PPO（OON）、POO（ONN）。不同開關(guān)狀態(tài)之間的切換應(yīng)滿足以下原則：

（1）每次切換僅允許改變其中一相的狀態(tài)，另外兩相狀態(tài)保持不變，以保證相同條件下開關(guān)損耗和電磁干擾最小，同時(shí)有利于系統(tǒng)的穩(wěn)定運(yùn)行。

（2）為減小輸出共模電壓，優(yōu)化中點(diǎn)控制，零矢量作用時(shí)間應(yīng)平均分配。

（3）選取小六邊形的頂點(diǎn)矢量作為起始矢量，以保證不同區(qū)域間的平滑過渡。

滿足上述切換原則的七段式發(fā)波序列為POO、OOO、OON、ONN、OON、OOO、POO。七段式SVPWM發(fā)波序列如圖8所示。

圖8中POO和ONN為同一小矢量對(duì)應(yīng)的正小矢量和負(fù)小矢量，正小矢量POO的作用時(shí)間為T3（1-k）/4，負(fù)小矢量ONN的作用時(shí)間為T3（1+k）/2，其中k為分配因子。在未加中點(diǎn)電位平衡控制的SVPWM算法中，k常取定值，正負(fù)小矢量的作用時(shí)間并不會(huì)隨中點(diǎn)電位波動(dòng)進(jìn)行調(diào)節(jié)，中點(diǎn)電位偏移較大。為快速抑制中點(diǎn)電位偏移，提出帶可變分配因子的SVPWM算法，其中分配因子k的計(jì)算為

k=GPI（s）（UDC1-UDC2）g ，｜UDC1-UDC2｜≤hg ，｜UDC1-UDC2｜＞h（6）

式中： GPI——PI調(diào)節(jié)器;

g——變量，取-1或1，其值和電流方向有關(guān);

UDC1、UDC2——直流母線側(cè)上下橋臂電容電壓。

當(dāng)中點(diǎn)電位波動(dòng)幅度小于所設(shè)定滯環(huán)環(huán)寬h時(shí)，分配因子為PI調(diào)節(jié)器的輸出，此時(shí)分配因子取-0.5～0.5，中點(diǎn)電位調(diào)節(jié)比較平緩;當(dāng)中點(diǎn)電位波動(dòng)幅度大于所設(shè)定滯環(huán)環(huán)寬h時(shí)，此時(shí)分配因子取-1或1，可快速調(diào)節(jié)中點(diǎn)電位，將中點(diǎn)電位偏移迅速拉到滯環(huán)環(huán)寬以內(nèi)。

4 實(shí) 驗(yàn)

設(shè)計(jì)調(diào)試1臺(tái)功率12 kW的I型三電平PCS樣機(jī)。I型三電平PCS樣機(jī)參數(shù)如表2所示。樣機(jī)主控芯片采用DSP控制芯片TMS320F28335，主功率管采用6個(gè)PM75DSA120智能功率模塊和3個(gè)MEE7512DA快恢復(fù)二極管模塊，三相電流采樣選用霍爾電流傳感器LESR-25NP，直流側(cè)母線上橋臂電容和下橋臂電容由4個(gè)560 μF/450 V的電容串并聯(lián)組成。

采用恒流充放電控制策略，I型三電平PCS并網(wǎng)穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形如圖9所示。由圖9可知，當(dāng)三電平PCS處于逆變狀態(tài)或整流狀態(tài)時(shí)，電流能準(zhǔn)確跟蹤電流參考指令且總諧波畸變率較小，符合并網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)。

采用恒流充放電控制策略，I型三電平PCS的并網(wǎng)切載實(shí)驗(yàn)波形如圖10所示。由圖10可知，在切載過程中，電流不存在振蕩或畸變，電流總諧波畸變率較小且整個(gè)切換過程響應(yīng)時(shí)間較短，切換持續(xù)時(shí)間大約為100 ms。

采用恒流充放電控制策略，I型三電平PCS充放電切換實(shí)驗(yàn)波形如圖11所示。由圖11可知，在切換前，I型三電平PCS處于并網(wǎng)逆變狀態(tài)，電壓和電流同相位，功率因數(shù)接近于1，切換后I型三電平PCS處于并網(wǎng)整流狀態(tài)，電壓和電流反向，功率因數(shù)為-1，整個(gè)切換過程不存在沖擊，可以實(shí)現(xiàn)平穩(wěn)的充放電切換控制。

帶可變分配因子的七段式SVPWM抑制中點(diǎn)電位偏移效果如圖12所示。由圖12（a）可得，上下橋臂電容電壓差ΔUDC在-4～1 V波動(dòng)，中點(diǎn)電位波動(dòng)幅度較大。由圖12（b）可得，上下橋臂電容電壓差ΔUDC在-1～1 V波動(dòng)，中點(diǎn)電位波動(dòng)明顯得到抑制。

最后測(cè)試了樣機(jī)的效率曲線，樣機(jī)采用恒流充放電控制策略，I型三電平PCS樣機(jī)效率曲線如圖13所示。由圖13可知，樣機(jī)在半載時(shí)，效率達(dá)到峰值，峰值效率為92.8%。

5 結(jié) 語

本文通過構(gòu)建I型三電平PCS數(shù)學(xué)模型，得到恒流充放電控制策略;針對(duì)I型三電平PCS中點(diǎn)電位波動(dòng)大的問題，提出帶可變分配因子的SVPWM算法，實(shí)現(xiàn)對(duì)中點(diǎn)電位波動(dòng)的快速抑制。最后，搭建了1臺(tái)功率為12 kW的I型三電平PCS樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，在恒流充放電控制策略下，所設(shè)計(jì)樣機(jī)穩(wěn)態(tài)、暫態(tài)性能良好，所提出的帶可變分配因子的SVPWM算法能快速抑制中點(diǎn)電位波動(dòng)且抑制效果明顯。

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收稿日期： 20230925