摘 要： 為了解決恒定導(dǎo)通時(shí)間（COT）控制策略下負(fù)向諧振電流和輸入濾波電容引起功率因數(shù)（PF）和總諧波失真（THD）性能變差的問(wèn)題，提出一種改進(jìn)變導(dǎo)通時(shí)間（VOT）的控制策略。通過(guò)自適應(yīng)增加導(dǎo)通時(shí)間以抵消負(fù)向諧振電流，減小相位差，使電感平均電流在工頻周期內(nèi)接近正弦波，并分析其工作原理與控制過(guò)程。結(jié)合主電路設(shè)計(jì)關(guān)鍵參數(shù)，研制1臺(tái)額定功率320 W 的樣機(jī)，進(jìn)行COT控制策略和改進(jìn)VOT控制策略的對(duì)比實(shí)驗(yàn)。計(jì)算機(jī)仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，改進(jìn)VOT控制策略在265 V高電壓輸入20%負(fù)載工作時(shí)，PF值由0.726提升至0.801，THD由 27.92%降低至18.4%;在40%～100%負(fù)載時(shí)滿(mǎn)足PFgt;0.9、THDlt;15%的要求，驗(yàn)證所提控制策略的有效性。

關(guān)鍵詞： 功率因數(shù)校正; 臨界導(dǎo)通模式; 改進(jìn)變導(dǎo)通時(shí)間控制; 網(wǎng)側(cè)特性

中圖分類(lèi)號(hào)： TM46

文獻(xiàn)標(biāo)志碼： A

文章編號(hào)： 2095-8188（2024）04-0022-08

DOI： 10.16628/j.cnki.2095-8188.2024.04.003

Research on an Improved VOT Control Strategy of Boost PFC Circuit

GUAN Zhen， LIN Weiming

（College of Electrical Engineering and Automation， Fuzhou University， Fuzhou 350108， China）

Abstract： In order to solve the problem of poor performance of PF and THD caused by negative resonant current and input filter capacitor under constant on time（COT） control strategy， an improved variable on time （VOT） control strategy is proposed. The operating principle and operating process of making the average inductance current approach to the sine wave in the power frequency cycle by adaptively increasing the conduction time to offset the negative resonant current and reducing the phase difference are analyzed in detail. The main circuit is combined for key parameter design， a prototype with rated power of 320 W is developed. The comparative experiment of COT control strategy and improved VOT control strategy is carried out. The computer simulation and experimental results show that the PF of the improved VOT control strategy is increased from 0.726 to 0.80 and the THD is reduced from 27.92% to 18.4% when the 265 V high voltage input 20% load is working. At 40%～100% load， the requirements of PFgt;0.9 and THDlt;15% are met， which verifies the effectiveness of the proposed control strategy.

Key words： power factor correction（PFC）; critical conduction mode（CRM）; improved variable on time（VOT） control; line characteristics

0 引 言

在功率因數(shù)校正（PFC）變換器中，升壓型Boost變換器因其輸入電流紋波小、電路轉(zhuǎn)換效率高等優(yōu)勢(shì)，成為有源 PFC 變換器最常用的拓?fù)洌?-3］。臨界連續(xù)導(dǎo)通模式因存在負(fù)向諧振電流，可以實(shí)現(xiàn)低壓輸入時(shí)零電壓開(kāi)通（ZVS）和二極管的零電流開(kāi)通 （ZCS），顯著降低開(kāi)關(guān)器件的開(kāi)關(guān)損耗而成為首選的工作模式［4］。但在恒定導(dǎo)通時(shí)間（COT） 控制策略下的臨界導(dǎo)通模式（CRM）中通常會(huì)存在輸入電流畸變嚴(yán)重的情況，在高電壓輸入輕負(fù)載情況下難以滿(mǎn)足輸入電流諧波標(biāo)準(zhǔn)［5］要求。其中導(dǎo)致COT控制策略總諧波失真（THD）變高的原因主要有3種：① 電感的負(fù)向諧振電流導(dǎo)致實(shí)際的輸入電流幅值降低，不再等于電感電流峰值的1/2［6］;② 輸入濾波電容Cin的分流引起輸入電流與交流輸入電壓之間的相移增大［7］;③ 低電壓時(shí)沒(méi)有輸入到輸出的能量傳遞，引起輸入電流發(fā)生畸變［8］。

針對(duì)原因1，文獻(xiàn)［9］提出一種增強(qiáng) COT 控制策略，通過(guò)設(shè)定電流比較值延長(zhǎng)導(dǎo)通時(shí)間，減小負(fù)向諧振電流的影響;文獻(xiàn)［10］提出一種無(wú)諧振COT控制策略，通過(guò)改進(jìn)零交叉檢測(cè)器（ZCD）檢測(cè)電路提前檢測(cè)ZCD信號(hào)減小負(fù)向諧振區(qū)電流，但會(huì)引起效率下降，因此進(jìn)一步提出部分諧振COT控制策略，在降低THD和提高效率之間做一個(gè)權(quán)衡;文獻(xiàn)［11］提出一種模擬變導(dǎo)通時(shí)間（VOT）控制策略，通過(guò)改變定時(shí)電容的充電電流斜率來(lái)增加開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間 ton，但沒(méi)有考慮負(fù)載條件對(duì) VOT控制策略的影響。針對(duì)原因2，文獻(xiàn)［12］提出采集輸入濾波電容電壓，以補(bǔ)償輸入電容引起的相移;文獻(xiàn)［13］提出一種新的峰值電流控制方案，通過(guò)增加幾個(gè)無(wú)源元件來(lái)改善CRM升壓型PFC變換器的功率因數(shù)（PF）值，但僅適用于低功率電路。針對(duì)原因3，文獻(xiàn)［14］提出在交越處附近采用COT模式與頻率反走模式切換的方式來(lái)減弱交越失真的情況。

本文提出了一種改進(jìn)VOT控制策略，通過(guò)自適應(yīng)增加導(dǎo)通時(shí)間以補(bǔ)償電感電流的正向幅值，使電感平均電流在工頻周期內(nèi)接近正弦波，從而解決負(fù)向諧振電流和高電壓輸入輕負(fù)載情況下PF和THD性能變差的問(wèn)題。 同時(shí)，針對(duì)所提出的控制策略，本文以高PF電流型頻率反走模式的NCP1611為控制核心進(jìn)行控制電路關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計(jì)，開(kāi)展計(jì)算機(jī)仿真分析，研制1臺(tái)額定功率為320 W的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)進(jìn)行COT控制策略和所提控制策略的對(duì)比實(shí)驗(yàn)，驗(yàn)證所提控制策略的有效性。

1 Boost PFC電路

Boost PFC電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。其由整流橋（VD1～VD4）、輸入電容Cin、升壓電感Lpfc、開(kāi)關(guān)管VT1、輸出二極管VD5和輸出電容Co組成。

1.1 工作原理

臨界模式電路電源周期工作階段圖如圖2所示;CRM Boost PFC 變換器工作波形如圖3所示。傳統(tǒng)COT控制策略下CRM Boost PFC的交流電壓工作周期分3個(gè)階段。階段Ⅰ：uingt;uo/2，開(kāi)關(guān)管在負(fù)向諧振區(qū)實(shí)現(xiàn)谷底開(kāi)通（VS），如圖3（a）。階段Ⅱ：uinlt;uo/2，開(kāi)關(guān)管在負(fù)向諧振區(qū)實(shí)現(xiàn)ZVS，如圖3（b）。 Boost PFC電路的開(kāi)關(guān)周期等效電路圖如圖4所示。

（1）模態(tài)Ⅰ［t1lt;tlt;t2］：等效電路如圖4（a），在t1時(shí)刻電感電流iL（t1）= iL（t4）=0，開(kāi)關(guān)管VT1開(kāi)通，二極管VD5關(guān)斷。輸入電壓uin給電感Lpfc充電，電感電流線(xiàn)性上升，且在t2時(shí)刻電感電流iL達(dá)到峰值，輸出電容Co向輸出側(cè)負(fù)載供能，此期間電感狀態(tài)表達(dá)式為

iL（t）=uinLpfc（t－t1）+iL（t1）（1）

（2） 模態(tài)Ⅱ［t2lt;tlt;t3］：等效電路如圖4（b），開(kāi)關(guān)管VT1關(guān)斷，二極管VD5導(dǎo)通。輸入電壓uin和電感Lpfc中的能量經(jīng)過(guò)二極管VD5向電容Co與輸出側(cè)負(fù)載供能，電感電流線(xiàn)性下降，在t3時(shí)刻電感電流iL（t3） =0，此期間電感狀態(tài)表達(dá)式為

iL（t）=iL（t3）－uo－uinLpfc（t－t3） （2）

（3） 階段Ⅰ-模態(tài)Ⅲ［t3lt;tlt;t4］（［t0lt;tlt;t1］）/ 階段Ⅱ-模態(tài)Ⅲ［t3lt;tlt;t3′］（［t0lt;tlt;t0′］）：等效電路如圖4（c），在t3時(shí)刻電感電流iL（t3）=0，之后Lpfc與結(jié)電容Ceq（Ceq=Coss+Cd）串聯(lián)諧振，進(jìn)入負(fù)向諧振區(qū)，電感電流開(kāi)始給Coss放電，Cd充電。階段Ⅱ在t3′時(shí)刻電感電流達(dá)到谷值，iL（t3′）=Ivally，開(kāi)關(guān)管VT1的電壓uds（t3′）=0，

此時(shí)iL和uds表達(dá)式為

iL（t）=uin-uoZrsin［ωr（t-t0）］uds（t）=uin-（uin-uo）cos［ωr（t-t0）］ （3）

其中，諧振阻抗Zr=Lpfc/Ceq，諧振角頻率ωr=1/LpfcCeq。

（4）階段Ⅱ（ZVS）-模態(tài)Ⅳ［t3′lt;tlt;t4］：等效電路如圖4（d），在t3′時(shí)刻，功率開(kāi)關(guān)管VT1電壓uds（t3′）=0，寄生二極管導(dǎo)通，實(shí)現(xiàn)ZVS。開(kāi)關(guān)管VT1開(kāi)通，iL反向流入電容Cin中，輸入電壓uin使iL開(kāi)始增加。此時(shí)iL表達(dá)式為

iL（t）=－u2o－2uinuoZr+uinLpfc（t－t0′） （4）

1.2 一種改進(jìn)VOT控制策略

改進(jìn)VOT控制策略原理圖如圖5所示。通過(guò)在電壓環(huán)路中引入隨電感電壓有效值線(xiàn)性變化的反置正弦半波電壓信號(hào)KmuAUX+Uset，與環(huán)路輸出偏差電壓 Uerr疊加，將傳統(tǒng)的固定導(dǎo)通時(shí)間ton變成變導(dǎo)通時(shí)間t′on，從而產(chǎn)生補(bǔ)償電流Icomp，抵消負(fù)向諧振電流，并控制開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間在輸入電流相移死區(qū)位置自適應(yīng)增加，減小相移。

1.2.1 優(yōu)化負(fù)向諧振電流對(duì)THD的影響

改進(jìn)VOT控制策略負(fù)向諧振電流抵消過(guò)程圖如圖6所示。

改進(jìn)VOT控制策略讓導(dǎo)通時(shí)間ton在交流電壓周期按反置正弦半波變化，實(shí)現(xiàn)補(bǔ)償電流Icomp與負(fù)向諧振電流Ineg相互抵消，消除了負(fù)向諧振電流所帶來(lái)的THD變大的影響，且變導(dǎo)通時(shí)間t′on為

t′on=Cramp（Uerr+KmuAUX+Uset）iramp（5）

式中： Cramp——斜坡電容;

iramp——斜坡電流;

Uerr——環(huán)路輸出偏差電壓;

Km——衰減系數(shù);

Uset——直流偏置電壓;

uAUX——電感繞組二次側(cè)電壓。

Iin≈12UinLpfcton+4CeqUinton-2CeqUoton+2CeqU2intonUo（6）

式中： ton——固定導(dǎo)通時(shí)間。

由式（6）可知，主要影響輸入電流與輸入電壓非線(xiàn)性失真的是等式中的Ineg項(xiàng)。

聯(lián)立式（5）和式（6） 中Ineg項(xiàng)可得出補(bǔ)償電流Icomp為

Icomp=-2CeqUot′on+2CeqU2int′onUo （7）

1.2.2 優(yōu)化輸入側(cè)電容對(duì)THD的影響

優(yōu)化后的輸入電流|i′in|表達(dá)式為

|i′in|=（ton+t′on2Lpfc）2+（2πflineCin）2·Uin_peak|sin（2πflinet+θ+β）|（8）

式中： Uin_peak——網(wǎng)側(cè)電壓峰值;

fline——網(wǎng)側(cè)電壓頻率;

θ——輸入電容Cin引起的相位差;

β——整流橋所引起的相位差;

t′on——變導(dǎo)通時(shí)間。

改進(jìn)VOT控制策略相位補(bǔ)償圖如圖7所示。按反置正弦半波變化，增加相移死區(qū)對(duì)應(yīng)區(qū)域的Boost 開(kāi)關(guān)管VT1的占空比，加大PFC電路的輸入電流，即可縮小輸入電流死區(qū)，使輸入電流趨于正弦化。直流偏置電壓Uset的抬升作用可以適度減小截止區(qū)相移。

2 關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計(jì)

基于對(duì)Boost PFC控制策略的理論分析，研制1臺(tái)320 W樣機(jī)。功率級(jí)電路主要技術(shù)指標(biāo)如表1所示。

2.1 主電路參數(shù)設(shè)計(jì)

2.1.1 電感參數(shù)設(shè)計(jì)

Boost PFC電感變頻工作中，為了使電感可以在頻率寬范圍變化，需要考慮電感所承受的峰值電流和最低開(kāi)關(guān)頻率，即在最低輸入電壓Uinmin=902 V、最低開(kāi)關(guān)頻率fmin=45 kHz工作時(shí)，電流最大。由式（9）可知，PFC電感Lpfc設(shè)計(jì)為180 μH。

Lpfc≤Uinmin2η（Uo－Uinmin）4fminPoUo（9）

2.1.2 電容參數(shù)設(shè)計(jì)

設(shè)定PFC輸出電流Iout=0.75 A，最大輸出低頻電壓紋波峰峰值ΔUout=6 V，輸出電壓紋波頻率fout=100 Hz，由式（10）可知，輸出電容Co=200 μF。

Co=Iout2πfoutΔUout（10）

2.2 控制電路參數(shù)設(shè)計(jì)

基于NCP1611的Boost PFC電路控制原理圖如圖8所示。

2.2.1 電壓環(huán)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)電路的設(shè)計(jì)

輸出電壓采樣環(huán)節(jié)，上側(cè)采樣電阻Rupper的采樣損耗越小越好，設(shè)定Rupper為6.12 MΩ，環(huán)路

參考電壓Uref為2.5 V，可計(jì)算出下側(cè)采樣電阻

Rlower=UrefRupper/（Uo－Uref）=36.21 kΩ。

所設(shè)計(jì)的電壓環(huán)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)傳遞函數(shù)G（s）為

G（s）=GmR1R2R3C1C2R1+R2+R3s2+R1R3C2+R1R2C1+R1R3C1+R2R3C2R1+R2+R3s+1（11）

其中，傳遞函數(shù)增益Gm=R3R1+R2+R3。

為滿(mǎn)足設(shè)計(jì)需求，設(shè)定補(bǔ)償電壓最大為1 V。環(huán)路補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)參數(shù)取分壓電阻R1=1 kΩ、R2=68 kΩ、R3=1.2 kΩ、濾波電容C1=C2=1 nF。在90～265 V輸入時(shí)，即Uinmin=902 V、Uinmax=2652 V，所產(chǎn)生的補(bǔ)償電壓Ucmp范圍為

Ucmpmin=UinminNS/GmNL=254.5 mV，Ucmpmax=UinmaxNS/GmNL=749.5 mV。

2.2.2 零電流輔助繞組檢測(cè)電路的設(shè)計(jì)

圖8中，ZCD檢測(cè)端口通過(guò)一個(gè)限流電阻Rzcd與電感輔助繞組的輸出端連接。零電流檢測(cè)電路的機(jī)制為上升沿觸發(fā)，當(dāng)ZCD引腳上升到250 mV時(shí)，管子導(dǎo)通。為了防止誤導(dǎo)通，零電流檢測(cè)電路內(nèi)置滯環(huán)比較器，其上限為750 mV。由于使用了輔助繞組，因此要求合理選擇一次側(cè)、二次側(cè)繞組匝比，匝比需滿(mǎn)足處于最大輸入電壓峰值時(shí)仍然可以采集到ZCD信號(hào)，二次側(cè)電壓不小于6.5 V，電感匝比

NLNS=Uo_max－Uinmax6.5 V=8.5。

芯片內(nèi)部可承受的最大灌電流Isink=5 mA，Rocp=5.1 kΩ，Ud=7.4 V，以此決定零電流檢測(cè)電阻

Rzcd=Uo_maxNsNL－Ud/Isink+UdRocp=6.75 kΩ。

3 仿真結(jié)果

仿真模型參數(shù)如表2所示。依據(jù)表2仿真模型參數(shù)，建立COT控制策略與改進(jìn)VOT控制策略下 Boost PFC電路計(jì)算機(jī)仿真模型，并進(jìn)行仿真對(duì)比。不同交流輸入的電壓和20%負(fù)載下，COT控制策略與改進(jìn)VOT控制策略仿真波形分別如圖9～圖12所示。在220 V、265 V 交流電壓輸入下，改進(jìn)VOT控制策略的PF和THD均優(yōu)于COT控制策略，仿真結(jié)果與理論分析一致。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

320 W實(shí)驗(yàn)樣機(jī)器件參數(shù)如表3所示;Boost PFC電路樣機(jī)如圖13所示。

交流輸入電壓265 V、20%負(fù)載下COT控制策略與改進(jìn)VOT控制策略對(duì)比波形如圖14所示。在265 V交流輸入電壓、20%負(fù)載時(shí)，COT控制策略下，輸入電流發(fā)生的相移非常明顯，PF=0.726，THD=27.92%;而在改進(jìn)VOT控制策略下，相移程度大幅度減小，PF提升到0.801，THD降低到18.40%。

5 網(wǎng)側(cè)特性和效率

5.1 網(wǎng)側(cè)特性

不同交流輸入電壓下 COT控制策略與改進(jìn)VOT控制策略的PF、THD對(duì)比如圖15所示。不同的交流輸入電壓下，負(fù)載越重，PF越高，THD越小。在不同的輸出功率下，所提出的改進(jìn)VOT控制策略的PF和THD均優(yōu)于COT控制策略的。

在40%負(fù)載（輕載），220/265 V輸入時(shí)，COT控制策略下，PF為0.870/0.844，THD為19.1%/19.3%。經(jīng)過(guò)改進(jìn)VOT控制策略?xún)?yōu)化后，PF為0.916/0.901，THD為9.30%/10.59%，可以看出改進(jìn)VOT控制策略?xún)?yōu)化了高壓輕載時(shí)的PF和THD，避免了220/265 V輸入時(shí)40%～100%負(fù)載下PF和THD嚴(yán)重超標(biāo)的情況。

5.2 效率

不同交流輸入電壓下 COT控制策略與改進(jìn)VOT控制策略的效率對(duì)比如圖16所示。改進(jìn)VOT控制策略下265 V高壓輸入、320 W輸出時(shí)，效率最高為97.10%，最低輸入電壓時(shí)效率為94.72%。改進(jìn)VOT控制策略的PFC 的工作效率均高于 COT 控制策略的。

6 結(jié) 語(yǔ)

本文提出一種改進(jìn)VOT控制策略，通過(guò)抵消負(fù)向諧振電流和輸入電容引起的相移，整體提高了PF和THD性能，尤其解決了高電壓輸入輕負(fù)載最?lèi)毫拥臈l件下PF和THD嚴(yán)重超標(biāo)的問(wèn)題，優(yōu)化了網(wǎng)側(cè)特性。計(jì)算機(jī)仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，在265 V輸入，20%負(fù)載輸出時(shí)，PF由0.726提升至0.801，THD由 27.92%降低至18.4%，滿(mǎn)足IEC 61000-3-2C 類(lèi)諧波標(biāo)準(zhǔn)和40%～100%負(fù)載時(shí)PFgt;0.9、THDlt;15%的要求;且在不同的輸入電壓下，改進(jìn)VOT控制策略的工作效率均優(yōu)于COT控制策略的。

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收稿日期： 20240103