摘 要：為解決高速串行鏈路通信時由于均衡器未精細配置導致的信號完整性問題，通過研究ＩＢＩＳＡＭＩ 模型均衡結構對信號完整性的影響，使用田口試驗法建立仿真試驗，實現(xiàn)各均衡參數(shù)優(yōu)化，解決了均衡器參數(shù)需要精細配置的問題。建立并分析一階線性模型，對最佳參數(shù)組合下的眼圖做出預測，并將仿真值與預測值進行對比，驗證了最佳參數(shù)組合的準確性。在最佳均衡參數(shù)下，發(fā)射端與接收端得到的預測值和仿真值最大偏差不超過６％ ，證明了該最佳參數(shù)組合是準確的。眼圖擴張程度提升了２５％ ，信號質量明顯變好，為系統(tǒng)驅動程序設置與信號完整性研究提供了較好的指導與參考。

關鍵詞：信號完整性；ＩＢＩＳＡＭＩ；田口試驗；高速串行鏈路；眼圖

中圖分類號：ＴＮ４０３ 文獻標志碼：Ａ 開放科學（資源服務）標識碼（ＯＳＩＤ）：

文章編號：１００３－３１０６（２０２４）０４－０８８２－１０

０ 引言

隨著信息時代的迅速發(fā)展，電子產(chǎn)品的市場競爭壓力與日俱增，模塊間串行傳輸?shù)目偭颗c速率也大大提升，這導致了傳輸信號時發(fā)生失真和衰減。為解決此問題同時保證功能的可靠性，需要在產(chǎn)品正式進入生產(chǎn)階段之前對其進行一系列信號完整性仿真以及測試，并且對發(fā)射端與接收端同時或者分別進行均衡處理，以補償損失的信號。在高速鏈路仿真過程中，為了精確模擬芯片的電氣行為并保護知識產(chǎn)權，通常加載ＩＢＩＳ （Ｉ ／ Ｏ Ｂｕｆｆｅｒ ＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎＳｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ）模型［１－３］作為芯片的發(fā)射端與接收端。ＩＢＩＳ 模型由器件內部的電氣參數(shù)所構成，主要用于表征器件的“Ｖ-Ｉ”和“Ｖ-ｔ”特性曲線。由于信號數(shù)據(jù)率的提升，信號失真的問題愈發(fā)嚴重，解決方法即在發(fā)射與接收端加入均衡技術，但傳統(tǒng)的ＩＢＩＳ 模型無法描述復雜的均衡算法，因此使用ＡＭＩ（Ａｌｇｏｒｉｔｈｍｉｃ Ｍｏｄｅｌｉｎｇ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ）模型進行均衡算法描述，共同構成了ＩＢＩＳ-ＡＭＩ［４］模型。

高速信號在鏈路中傳輸時，極易出現(xiàn)信號完整性問題［５］，如串擾、反射［６］和碼間干擾等，導致數(shù)據(jù)傳輸丟失與錯誤，影響系統(tǒng)正常工作。ＩＢＩＳ-ＡＭＩ 模型可以描述出現(xiàn)階段芯片的所有行為特征，并具有靈活性、高效性和兼容性的特點，為鏈路的信號完整性仿真與研究提供了重要研究基礎。國外通過加載ＩＢＩＳ-ＡＭＩ 模型對信號完整性的研究處于領先地位。文獻［７］對速率為１０ Ｇｂ ／ ｓ 高速ＰＣＢ 中串行鏈路的串擾問題進行了研究，研究差分微帶線在不同間隔下的串擾大小，并且通過ＩＢＩＳ-ＡＭＩ 模型驗證了優(yōu)化信號的可能性。文獻［８］針對１０ Ｇｂ ／ ｓ 光電鏈路并基于熱速率方程和實測曲線建立了ＶＣＳＥＬ 模型，建立了整個光鏈路的行為模型，再將行為模型轉換為ＩＢＩＳ-ＡＭＩ 模型，作為轉驅模型加入到整個光電鏈路中，有效地預測和指導高速串行鏈路中信號衰減和失真，可以廣泛分析板間光電高速光電鏈路的信號完整性，與實測眼圖相比其仿真結果更加準確。從現(xiàn)有的文獻上看，ＩＢＩＳ-ＡＭＩ 已經(jīng)成為了串行鏈路仿真的標準模型，并在工程應用中發(fā)揮了巨大作用，但對于如何調整ＩＢＩＳ-ＡＭＩ 模型參數(shù)才能發(fā)揮最大均衡效果，各種文獻或仿真說明均未提及。因此，為填補ＩＢＩＳ-ＡＭＩ 均衡參數(shù)需要精細調整的空白，進一步擴張眼圖，為系統(tǒng)設計留出充足的裕量，有必要對其均衡結構以及參數(shù)優(yōu)化進行研究。

本文以某一系統(tǒng)級封裝芯片中的一對ＰＣＩＥ 串行差分傳輸鏈路與ＩＢＩＳ-ＡＭＩ 模型作為研究對象，在串行差分傳輸鏈路中加載ＩＢＩＳ-ＡＭＩ 模型作為鏈路發(fā)射端與接收端。在此基礎上，研究ＩＢＩＳ-ＡＭＩ 模型的發(fā)射端與接收端均衡對信號完整性的影響，并通過田口試驗預測最佳參數(shù)組合。得到最優(yōu)參數(shù)組合后，對結果進行預測與分析，驗證優(yōu)化方案的準確性，為ＩＢＩＳ-ＡＭＩ 模型參數(shù)優(yōu)化提供方法指導。

１ 串行鏈路模型與ＩＢＩＳ-ＡＭＩ 模型

建立的三維電磁模型是一對ＰＣＩＥ 串行差分傳輸鏈路，包括ＢＧＡ 焊點、過孔、差分傳輸線和焊盤，其中ＢＧＡ 焊點高為０． ２１０ ｍｍ，直徑為０． ２５ ｍｍ；過孔直徑為０． ２５ ｍｍ；差分傳輸線的線寬為０． ２ ｍｍ，間距為０． ６ ｍｍ，長度為２７０ ｍｍ；焊盤為０． ４ ｍｍ；信號層厚度為１５ μｍ，介質層寬度為３０ μｍ，最大介質層厚度為０． ８２ ｍｍ；介質材料介電常數(shù)為４． ４，損耗角為０． ００８。

為了對該差分傳輸鏈路模型進行更為精確的分析，使用ＡＮＳＹＳ ＨＦＳＳ［９］軟件進行三維電磁建模并進行仿真，得到該鏈路在在５ 倍信號帶寬內的損耗大小以及Ｓ 參數(shù)模型。該鏈路在速率為８ Ｇｂ ／ ｓ 時的插入損耗大小約為－８ ｄＢ。圖１ 是該串行鏈路三維電磁仿真模型。

所使用的ＩＢＩＳ-ＡＭＩ 模型的發(fā)射端為一個三抽頭前饋均衡器，接收端由自動增益控制模塊、連續(xù)時間線性均衡器和判決反饋均衡器組成［１０］。主要參數(shù)以及功能描述如表１ 所示。

使用Ｃａｄｅｎｃｅ ｓｉｇｒｉｔｙ［１１］鏈路仿真工具建立完整仿真模型，具體建模方法是將串行鏈路通過ＨＦＳＳ進行三維全波仿真后得到Ｓ 參數(shù)模型，再通過仿真工具ｓｉｇｒｉｔｙ 添加Ｓ 參數(shù)模型與芯片的ＩＢＩＳ-ＡＭＩ 模型搭建完整鏈路的拓撲結構。完整鏈路的拓撲結構如圖２ 所示。設置信號時采用ＰＢＲ７ 激勵碼型對完整鏈路進行仿真，并且要求在對發(fā)射端與接受端均衡進行研究的信號速率為８ Ｇｂ ／ ｓ。

２ 均衡原理以及對信號完整性影響

由于發(fā)射端與接收端均衡實現(xiàn)的功能以及原理不同，所以需要其對結構進行研究與分析，并在此基礎上通過仿真試驗展開各均衡參數(shù)對信號完整性的影響分析。使用ＮＪＮ［１２］（Ｎｏｒｍａｌｉｚｅｄ Ｊｉｔｔｅｒａｎｄ Ｎｏｉｓｅ）以及在誤碼率為１０ －１２ 時的眼高與眼寬作為評判信號完整性的指標，ＮＪＮ 越小、眼高與眼寬越大則信號質量越好，信號完整性越優(yōu)。為了簡便說明，以下所提到的眼高與眼寬均是在誤碼率為１０－１２ 時得到的。由于ＮＪＮ、眼高與眼寬的量綱不同，為了更加直觀地觀察對信號完整性地影響，對數(shù)據(jù)進行無量綱化處理，并使用變異系數(shù)法［１３］得到三者的權重，通過加權和的方式把ＮＪＮ、眼高與眼寬合成一個指標，以方便判斷對信號完整性的影響。

２． １ 發(fā)射端均衡

前饋均衡器［１４］（Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｅｑｕａｌｉｚｅｒｓ，ＦＦＥ）的結構如圖３ 所示。數(shù)據(jù)進行并串轉換之后，延時器將信號分為３ 個不同時刻，再通過各抽頭加權后累加，得到均衡后的信號。

參數(shù)ＰＲＥ 與ＰＯＳＴ 實現(xiàn)的是前抽頭與后抽頭控制，由于信號的高頻信息在信道中更容易產(chǎn)生衰減，導致信號上升沿變緩，因此控制前抽頭與后抽頭的抽頭系數(shù)可以增強信號光標前與光標后的高頻分量［１５］，實現(xiàn)發(fā)射端均衡的預加重功能。ＤＩＦＦ 參數(shù)實現(xiàn)主抽頭控制，能夠控制輸出的擺幅大小。

在分析發(fā)射端參數(shù)對信號完整性的影響時，需要在默認的發(fā)射端參數(shù)下，改變某一變量的值，保持其他變量不變。

圖４ 為ＦＦＥ 對信號完整性的影響?？梢钥闯?，隨著前抽頭與后抽頭控制參數(shù)水平的增加，綜合指標都經(jīng)歷了先增大后減小的趨勢，根據(jù)其原理可知，由于增強了信號前光標與后光標的高頻分量，所以適當?shù)念A加重處理可以使信號質量得到顯著提升，提高了信號完整性。不同的是，隨著輸出擺幅控制參數(shù)水平的增加，綜合指標一直在增大，這是由于輸出擺幅控制實現(xiàn)的是當前光標下信號放大的作用，實現(xiàn)眼高大幅度增加的同時眼寬與ＮＪＮ 基本保持不變，從而使整個綜合指標增加。通過分析可知，當前抽頭控制參數(shù)水平在５ 附近，后抽頭控制參數(shù)水平在１０ 附近，輸出擺幅控制水平在１５ 附近，對信號完整性有著比較好的影響。

２． ２ 接收端均衡

接收端由自動增益控制（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ ＧａｉｎＣｏｎｔｒｏｌ，ＡＧＣ ）模塊、連續(xù)時間線性均衡器（Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｔｉｍｅ Ｌｉｎｅａｒ Ｅｑｕａｌｉｚｅｒ，ＣＴＬＥ）和判決反饋均衡器（Ｄｅｃｉｓｉｏｎ Ｆｅｅｄｂａｃｋ Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ，ＤＦＥ）組成，結構如圖５ 所示。

ＡＧＣ 由參數(shù)ＧＡＩＮ 控制，該模塊輸出擺幅在一定范圍內幾乎穩(wěn)定，這是由于ＡＧＣ 環(huán)路增益非常大［１６］，ＡＧＣ 的輸出是與直流輸入信號幾乎無關的直流信號。因此ＡＧＣ 模塊為其他模塊提供了相對穩(wěn)定的輸入信號。

ＣＴＬＥ 分為中／ 高頻控制組件與寬帶增益組件，其中／ 高頻控制組件通過降低信號中低頻分量來維持信號的相對平衡，通過調整參數(shù)８ ＿５ 的水平，使ＣＴＬＥ 頻率響應的零、第一極點發(fā)生偏移，從而使低頻信號發(fā)生衰減。寬帶增益組件用于增強或衰減寬帶內所有頻率，通過參數(shù)２３＿２６ 控制所有頻率實現(xiàn)不同的增益。

由ＦＦＥ 與反饋支路構成ＤＦＥ［１７］，反饋支路對先前時刻的信號進行判決生成理想高、低電平，乘以相應的抽頭系數(shù)值反饋于ＤＦＥ 的輸入，使光標后的信號拖尾得到改善。其中參數(shù)ＵＴ 用于控制采樣與判決當前信號，實現(xiàn)判決強度；Ｈ２ 控制自適應后抽頭，通過自適應算法ＭＭＳＥ［９］改變抽頭系數(shù)。

進行接收端均衡信號完整性分析時需要在默認參數(shù)下改變某一變量的值，并保持其他變量不變。

ＧＡＩＮ 參數(shù)控制ＡＧＣ 模塊的輸出擺幅，ＡＧＣ 模塊對信號完整性的影響如圖６ 所示。可以看出，ＡＧＣ 的輸出擺幅對信號完整性的影響呈現(xiàn)先提高后降低的趨勢。從實際數(shù)據(jù)上看，眼高最大值與最小值相差僅為６． ７％ ，眼寬基本保持恒定，在水平大于１８ 后才會有比較明顯的變化，因此ＡＧＣ 模塊對信號完整性的影響相對較穩(wěn)定。這是由于ＡＧＣ 模塊的環(huán)路也不是無限大，其輸出擺幅不可能完全穩(wěn)定，一定會在某個范圍內增大或者減小，使得對信號完整性的影響也在一定范圍內提高或者降低。因此ＡＧＣ 模塊在水平大于１８ 時才對信號完整性造成一定的負面影響。

ＣＴＬＥ 模塊的中／ 高頻控制組件與寬帶增益控制組件分別由參數(shù)８＿５ 與２３＿２６ 控制，對信號完整性的影響如圖７ 所示?？梢钥闯?，中／ 高頻控制組件對信號完整性有較大影響，水平為２ 時開始，其抖動開始迅速變大，眼高與眼寬迅速減小，減小幅度達到９％ ，并且在水平為１４ 時的眼圖已完全閉合。這是由于中／ 高頻控制組件實現(xiàn)的是低頻信號的衰減，過度的低頻衰減導致信號的高電平迅速減小，并且造成抖動急劇增加，使眼圖閉合。寬帶增益組件的綜合指標總體趨勢也在減小的原因是寬帶增益組件對寬帶內所有頻率的信號都進行了放大，隨著水平的上升，造成了過均衡現(xiàn)象，反而使眼高、眼寬處于一直下降的趨勢。因此寬帶增益組件在選取到最為合適的水平時才能使信號的高／ 低電平與上升沿保持相對平衡。通過分析可知，參數(shù)８＿５ 的水平控制在０ ～ ２，參數(shù)２３＿２６ 的水平控制在０ ～ ６ 時，均對信號完整性有較好的影響。

圖８ 為ＤＦＥ 對信號完整性的影響，ＵＴ 與Ｈ２ 分別實現(xiàn)判決強度控制與后抽頭控制?？梢钥闯?，ＤＦＥ的判決強度與ＤＦＥ 的后抽頭隨著水平的增加，二者的綜合指標先增大后減小，原因是判決強度以及抽頭系數(shù)選取不恰當，從而對信號拖尾判決欠佳，造成先欠均衡后過均衡的現(xiàn)象。在水平的選取上，ＵＴ 應該在１０ ～ ３０，Ｈ２ 應該在０ ～ １０。

３ ＩＢＩＳ-ＡＭＩ 參數(shù)優(yōu)化研究

為了保證信號完整性使信號傳輸?shù)馁|量最大化，通過試驗的方式對ＩＢＩＳ-ＡＭＩ 最佳參數(shù)組合進行探究。由于均衡參數(shù)水平過多，若進行全因子試驗需要上萬次才能找出最佳結果，為了減少實驗次數(shù)，本文采用田口試驗［１８］來尋找最優(yōu)參數(shù)組合。

通過上一節(jié)對各均衡參數(shù)信號的完整性分析，縮小了最優(yōu)范圍，但還需進一步確定最佳參數(shù)組合。田口試驗法通過分析均值與信噪比大大減少了試驗次數(shù)，同時可以實現(xiàn)多目標優(yōu)化設計，使產(chǎn)品性能達到目標值且波動小。通過田口試驗法對ＩＢＩＳＡＭＩ 模型參數(shù)最佳組合進行研究，將均衡器主要參數(shù)選擇為可控制因子，眼圖的眼高、眼寬以及ＮＪＮ 的加權和為輸出響應，并使用均值與信噪比作為性能指標，從而設計正交表、建立田口試驗并分析實驗結果，最終確定最佳參數(shù)水平。由于綜合指標屬于望大特性，信噪比［１８］的計算如下：

３． １ 發(fā)射端均衡田口試驗

表２ 為發(fā)射端均衡的田口試驗水平選取，通過其試驗水平設計正交表并確定田口試驗。

對田口試驗結果進行分析，得到了信噪比與均值的響應表與主效應圖，圖９ 為發(fā)射端信噪比主效應圖，圖１０ 為發(fā)射端均值主效應圖。

為了獲得最佳眼高與眼寬，分析信噪比與均值主效應圖，選?。校遥?＝ ５，ＰＯＳＴ ＝ ９，ＤＩＦＦ ＝ １５ 為發(fā)射端參數(shù)的最佳組合。

３． ２ 接收端參數(shù)田口試驗

選取接收端均衡中參數(shù)水平并確定田口試驗，分析信噪比與均值。預測ＧＡＩＮ ＝ ２，８＿５ 為０，２３＿２６為０，ＵＴ ＝ １０，Ｈ２ ＝ ０ 得到最佳眼圖。試驗選取水平如表３ 所示，接收端信噪比主效應圖如圖１１ 所示，接收端均值主效應圖如圖１２ 所示。

４ 最優(yōu)參數(shù)組合驗證

為驗證最佳參數(shù)組合的準確性，通過田口試驗擬合出線性模型，對上述最佳參數(shù)組合進行眼高與眼寬的預測，并將預測值與仿真值進行對比。在發(fā)射端的參數(shù)前抽頭控制為５，后抽頭控制為９，輸出擺幅控制為１５ 的情況下預測的眼高為２２８ ｍＶ、眼寬為０． ８１ ＵＩ、ＮＪＮ 為０． ７９。接收端在ＡＧＣ 為２，中／ 高頻控制為０，寬帶增益控制為０，ＵＴ 抽頭為１０，Ｈ２ 抽頭為０ 時預測的眼高為５３５ ｍＶ、眼寬為０． ７２ ＵＩ、ＮＪＮ 為０． ５３。

根據(jù)以上發(fā)射端與接收端的最佳參數(shù)組合重新進行仿真試驗分析，得到實際發(fā)射端眼高為２２６ ｍＶ、眼寬為０． ８１，ＵＩ、ＮＪＮ 為０． ７９；接收端眼高為５５０ ｍＶ，眼寬為０． ７３，ＵＩ、ＮＪＮ 為０． ５０。分析發(fā)現(xiàn)，預測值與試驗值的偏差最大不超過６％ ，因此該線性模型擬合程度較高，驗證了該最佳參數(shù)組合是可信的。

與默認參數(shù)對比，發(fā)射端的眼高與眼寬均提高了２５％ ，ＮＪＮ 減小了１０％ ；接收端的眼高與眼寬分別提高了４５％ 與３％ ，ＮＪＮ 減小了１９％ 。綜合來看，發(fā)射端與接收端在最佳參數(shù)組合下的眼圖張開程度均比默認參數(shù)下提高了２５％ 。圖１３、圖１４ 為默認均衡效果眼圖與最佳均衡效果眼圖。

５ 結論

① 發(fā)射端與接收端均衡結構在不同的參數(shù)水平下對信號完整性有不同程度的影響。發(fā)射端前抽頭控制與后抽頭控制對信號完整性的趨勢為先提高后降低；輸出擺幅控制對信號完整性的趨勢則一直提高。接收端中ＡＧＣ 模塊對信號完整性的影響比較??；ＣＴＬＥ 模塊中的中／ 高頻控制組件對信號完整性的影響非常顯著，并且隨著水平的變化，其信號完整性迅速劣化；ＣＴＬＥ 寬帶增益控制組件與ＤＦＥ 對信號完整性有顯著的影響。

② 在分析各結構參數(shù)對信號完整性影響的同時，縮小了各參數(shù)的范圍，通過田口試驗法進而得出最佳參數(shù)組合。通過一階線性模型在最佳參數(shù)下進行結果預測，其預測值與仿真值的偏差最大不超過６％ ，因此該最佳參數(shù)組合是可信的。在最佳參數(shù)組合下，發(fā)射端眼高與眼寬相對于默認參數(shù)提高了２５％ ，ＮＪＮ 減小了１０％ ；接收端眼高與眼寬相對于默認參數(shù)提高了４５％ 與３％ ，ＮＪＮ 減小了１９％ 。在最佳參數(shù)組合下，信號質量明顯變好、信號完整性更加優(yōu)越，完成了ＩＢＩＳＡＭＩ 模型中均衡參數(shù)的優(yōu)化，為系統(tǒng)驅動程序設置提供了指導，實現(xiàn)了信號更高質量的傳輸。

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作者簡介

楊云普 男，（１９９７—），碩士研究生。主要研究方向：信號完整性仿真。

王 青 女，（１９８１—），博士，講師。主要研究方向：高光譜圖像處理、開關電源。

曾燕萍 女，（１９８７—），博士，高級工程師。主要研究方向：三位集成系統(tǒng)級設計和仿真技術。

基金項目：中國博士后科學基金（２０２２Ｍ７１２９７５）