唐 聰,高 昕,朱宏權(quán),張金榮,張中山,鄭東昊

(1.北京跟蹤與通信技術(shù)研究所,北京 100095;2.北京理工大學(xué) 網(wǎng)絡(luò)空間安全學(xué)院,北京 100081;3.中國西南電子技術(shù)研究所,成都610036)

0 引 言

電子干擾是長期困擾無線電測控、通信等領(lǐng)域的世界性難題,各國都長期集中精力開展對此問題的攻關(guān)。特別是近年來,共址平臺上的裝備越來越多,用頻裝備在空域、時域、頻域維度之間的矛盾越來越突出。共址平臺上的接收機(jī)具有非常高的接收靈敏度,其會受到來自共址平臺其他裝備如雷達(dá)、通信等大功率發(fā)射裝備的影響[1-4]。當(dāng)這些設(shè)備發(fā)射信號時,往往會導(dǎo)致高靈敏度接收機(jī)無法正常工作。因此,必須采取有效措施抑制該干擾。目前通常采用濾波器、限幅器等被動防護(hù)措施提供干擾防護(hù),但該方式干擾抑制效果有限,特別是當(dāng)干擾信號落在接收系統(tǒng)工作頻帶內(nèi)時,濾波器也會抑制有用信號,造成有用信號的遺漏。另一種方式是采用自適應(yīng)干擾對消的方式[5-7],即通過耦合器提取一部分發(fā)射信號作為參考信號,并對其進(jìn)行時延、幅度和相位控制,使其與無線泄露來的干擾信號幅度相同、相位相反,然后將其與接收到干擾信號合成實現(xiàn)干擾對消。目前在該領(lǐng)域已有很多學(xué)者開展了研究,主要有兩種干擾對消的方式：一是采用射頻域的干擾對消[8-15]方式,即采用一些由可調(diào)器件組成的專用電路,并通過此電路在射頻域重構(gòu)從發(fā)射端耦合的射頻參考信號,然后在接收端與干擾信號對消;二是在數(shù)字域?qū)︸詈系陌l(fā)射基帶信號進(jìn)行重構(gòu),使其與無線輻射的干擾信號在數(shù)字域能夠?qū)ο鸞16-19]。

數(shù)字域的干擾對消不僅能夠?qū)οㄟ^無線輻射進(jìn)接收天線的干擾信號,而且還可以有效抑制發(fā)射放大器和接收放大器非線性引入的干擾。但由于該方式是在鏈路末端處理干擾信號,當(dāng)應(yīng)用于大功率干擾的場合,由于低噪聲放大器(Low Noise Amplifier,LNA)的P-1較小,第一級LNA很容易飽和;或者即使LNA不飽和,由于AD的動態(tài)范圍有限,大功率的干擾信號會超過AD的滿刻度輸入功率,導(dǎo)致數(shù)字采樣失效。因此,在共址平臺存在大功率干擾的場合,須在接收鏈路LNA之前采取射頻干擾抑制措施,以有效抵御大功率干擾。

文獻(xiàn)[8]和[10]提出了一種采用多抽頭結(jié)構(gòu)抑制射頻干擾的方式,取得了不錯的干擾抑制效果。兩者首先都是通過人為配置多抽頭各支路的時延,然后根據(jù)公式計算出各支路的控制權(quán)值。這種方式思路簡單,但抽頭個數(shù)較多,對相應(yīng)數(shù)字控制模塊的數(shù)據(jù)處理能力有較高的要求。這就導(dǎo)致射頻電路的復(fù)雜度和成本較高,同時對數(shù)字控制模塊里AD的要求也很高。

為解決上述問題,本文提出一種新型獲取多抽頭控制權(quán)值的方法。該方法不需要人為配置多抽頭支路的時延,而是采用優(yōu)化的方法獲取全局最優(yōu)的多抽頭時延量,然后再計算出相應(yīng)的權(quán)值。仿真結(jié)果表明,該方法具有所需抽頭數(shù)目少、易于實現(xiàn)、性能優(yōu)良的特點。

1 多抽頭干擾對消系統(tǒng)模型

1.1 干擾對消原理

圖1給出了共址平臺射頻干擾對消原理框圖。x(t)代表從發(fā)射機(jī)耦合出的參考信號,x0(t)代表從發(fā)射天線輻射至接收天線的干擾信號,s(t)代表需要的接收信號。進(jìn)入接收天線的信號可以表示為

圖1 共址平臺射頻干擾對消原理框圖Fig.1 Block diagram of the co-platform RF interference suppression system

d(t)=x0(t)+s(t)

(1)

在共址平臺上,由于場地限制,裝備數(shù)量較多且間隔較近,這就導(dǎo)致干擾信號的傳播路徑多且復(fù)雜,不僅有干擾裝備天線與接收裝備天線之間的直射路徑,還有許多反射和散射路徑。為便于分析,本文假設(shè)干擾信號經(jīng)過M條無線傳播路徑到達(dá)接收機(jī),則式(1)中的本地自干擾信號分量為

(2)

自干擾信道對應(yīng)的頻率響應(yīng)可以表示為

(3)

式中：am代表第m條傳播路徑的衰減幅度;τm代表第m條傳播路徑的時延。

在干擾對消系統(tǒng)中,通過構(gòu)建n條干擾對消通道(如圖1所示),調(diào)整這些通道的時延、幅度和相位,使得經(jīng)過這些干擾對消通道的干擾信號與經(jīng)空間耦合的干擾信號等幅反相,從而達(dá)到干擾對消的目的。所構(gòu)建的多抽頭結(jié)構(gòu)的頻率響應(yīng)為

(4)

式中：bn,φn,tn分別代表第n條干擾通道的幅度、相位和時延。將式(4)寫為向量乘積的形式：

Hs(f)=XT(f)W

(5)

式中：T代表矩陣的轉(zhuǎn)置;權(quán)矢量W定義為

(6)

頻率f下的旋轉(zhuǎn)因子矢量定義為

(7)

干擾抵消后的剩余自干擾信道頻率響應(yīng)可以表示為

Hr(f)=Hc(f)-Hs(f)=Hc(f)-XT(f)W

(8)

可以發(fā)現(xiàn),求最小剩余自干擾信道頻率響應(yīng)的Hr(f)的過程轉(zhuǎn)化為在X(f)給定之后(t1,t2,…,tn設(shè)為固定值),選擇合適的W值即合適的相位φn和抽頭增益bn,使得Hr(f)最小。

1.2 最優(yōu)權(quán)值的獲取

剩余自干擾信號功率譜密度為

Sr(f)=|Hr(f)|2S1(f)

(9)

式中：S1(f)代表發(fā)射信號的功率譜密度。假設(shè)近端發(fā)射機(jī)采用sinc(x)函數(shù)作為發(fā)射信號的成形脈沖函數(shù),則本地發(fā)送射頻信號的功率譜密度在信號帶寬B內(nèi)是平坦的。S1(f)可以表示為

(10)

則剩余自干擾信號的總功率如式(11)所示,H代表共軛轉(zhuǎn)置。

(11)

觀察式(11)可以發(fā)現(xiàn),Pr是W的二次函數(shù)。由于W是復(fù)向量,故當(dāng)復(fù)向量梯度的實部和虛部均為0時,剩余干擾信號功率取得極值。對Pr求梯度可得

(12)

定義如下矩陣：

(13)

(14)

將R和Q表達(dá)式代入Pr表達(dá)式可得

(15)

(16)

(17)

將式(1)和式(5)代入上式,可得

(18)

rij=Bsinc[B(ti-tj)]ej2πf0(ti-tj)

(19)

式中：qn代表N×1矩陣中的元素;rij代表N×N矩陣中的元素。sinc(x)函數(shù)的定義如下：

Wopt=R-1Q

(20)

由式(20)可知,最優(yōu)權(quán)值Wopt由R矩陣和Q矩陣決定,即由信號帶寬B、工作頻率f0、多抽頭各支路時延tn、無線干擾信道的時延τm和幅度衰減am決定。在共址平臺這一工作場景下,當(dāng)干擾信號發(fā)射天線與接收裝備天線固定不變時(波束也未掃描),信號帶寬B、工作頻率f0、無線干擾信道的時延τm和幅度衰減am可以認(rèn)為是固定不變的,因此剩余可控的變量就剩下多抽頭各支路時延tn,并且可以確定至少存在一組多抽頭時延組合t1…tn使得對消后殘余信號功率最小。

在實際實施過程中,采用延遲線來實現(xiàn)信號的時延。傳統(tǒng)最優(yōu)權(quán)值的獲取方式[8-10]是通過人為配置一組時延組合t1…tn,即將每個支路的時延量設(shè)置為固定值,一般采用等差數(shù)列的形式設(shè)置每個支路的時延,然后通過公式(20)計算出對應(yīng)的最優(yōu)權(quán)值。該方式雖然簡便易行,但所得到的權(quán)值并不一定是全局最優(yōu)的,因為式(20)對應(yīng)的問題不一定是凸優(yōu)化問題。為此,本文提出一種基于優(yōu)化算法獲取最優(yōu)權(quán)值的方式,首先設(shè)定多抽頭的個數(shù)即時延組合的維度,然后基于優(yōu)化算法,以最小殘余信號功率為優(yōu)化目標(biāo),以多抽頭各支路時延為優(yōu)化變量,得到一組對應(yīng)的時延量組合,最后根據(jù)公式計算出對應(yīng)的最佳權(quán)值。整個過程的流程如圖2所示。

圖2 多抽頭射頻干擾對消流程Fig.2 Flowchart of the multi-tap RF interference suppression system

所采用的優(yōu)化算法有遺傳算法(Genetic Algorithm,GA)、全局搜索算法(Global Search,GS)和多起點算法(MultiStart,MS)。GA是借鑒生物界進(jìn)化規(guī)律演化而來的隨機(jī)搜索方法,能夠自適應(yīng)地調(diào)整搜索方向,具有良好的全局搜索能力,不需要給定初始值。GS和MS兩者均需要給出初始值,然后在此起點上產(chǎn)生若干個起始點,通過求解器尋找各個起始點附近的最優(yōu)值,然后通過多次迭代比較,再從這些最優(yōu)值里選出最優(yōu)的。

社論屬于政論文的范疇，因此，其中必定存在大量的論證性話語，論證的質(zhì)量是關(guān)系到社論勸說效果成敗的重要因素。社論的總體是軀干，而論證就是其骨骼，論證支撐著整個社論。因此，社論的論證必須符合邏輯，必須保證論證過程的嚴(yán)密性和科學(xué)性，而要達(dá)到邏輯的科學(xué)嚴(yán)密，作者必須運用元話語資源，將不同的命題組織起來，同時站在受眾的立場，考慮受眾的需求，發(fā)揮元話語目的性的導(dǎo)向功能，引導(dǎo)受眾理解社論的內(nèi)容，在此基礎(chǔ)上完成社論的邏輯訴諸勸說功能的構(gòu)建。

圖3給出了采用3種方法求解最優(yōu)值的收斂過程,其中GS算法和MS算法采用相同的初值。仿真參數(shù)為中心頻率3 GHz,信號帶寬120 MHz,采用修正S-V信道模型的CM1統(tǒng)計模型。

(a)GA算法

表1列出了3種優(yōu)化算法的收斂次數(shù),最終目標(biāo)值和優(yōu)化得到的最佳時延組合。很明顯,采用GS算法的收斂過程最快,最終的目標(biāo)值也最小。

表1 3種搜索算法對比Tab.1 Comparisons among three methods

圖4給出了3種優(yōu)化算法得到的信道幅度響應(yīng)對比曲線,可以看出,采用GS算法和MS算法的結(jié)果比較接近,兩者均優(yōu)于采用GA算法得到的結(jié)果,但GS算法的迭代次數(shù)較少,同時最終的目標(biāo)值也稍小一些。因此,本文最終采用MS算法作為優(yōu)化算法。

2 仿真與分析

根據(jù)前文分析,本文針對室內(nèi)多徑典型應(yīng)用場景,基于Matlab開展仿真驗證。仿真條件為載波頻率2.4 GHz,信號帶寬100 MHz,無線信道最大時延為26.2 ns。無線信道采用修正S-V信道模型的CM1統(tǒng)計模型,具體參數(shù)如表2所示。

表2 無線信道參數(shù)Tab.2 Parameters of wireless channel

首先,設(shè)置多抽頭的數(shù)目為6個,并設(shè)置多抽頭的時延量初值,然后基于前文介紹的MS算法優(yōu)化,得到一組時延量組合,然后根據(jù)式(18)得到多抽頭支路的控制權(quán)值。同理,設(shè)置多抽頭的數(shù)目為7個,重復(fù)上述過程,可得對應(yīng)的最優(yōu)控制權(quán)值。表3給出了初始值和優(yōu)化得到的權(quán)值。

表3 多抽頭的時延初值及優(yōu)化后結(jié)果Tab.3 Initial and optimized values of the multi-tap circuits

圖5給出了采用本文方法與文獻(xiàn)[8]提出的干擾對消方法的仿真結(jié)果對比?？梢钥闯?采用本文所提方法,抽頭數(shù)目為6時,干擾抑制效果與對比文獻(xiàn)的效果相當(dāng);當(dāng)抽頭數(shù)目為7時,本文方法效果遠(yuǎn)遠(yuǎn)優(yōu)于對比文獻(xiàn)方法的效果,但抽頭數(shù)目卻比對比文獻(xiàn)方法抽頭數(shù)目少。這表明,本文所提方法不僅干擾抑制效果好,而且可以減少抽頭數(shù)目的個數(shù),降低了射頻電路的復(fù)雜度。同時,由于抽頭數(shù)目的降低,其對相應(yīng)的數(shù)字控制電路的要求也將降低。

圖5 本文所提方法與文獻(xiàn)[8]干擾抑制效果對比Fig.5 Comparisons of the performance between the proposed method and Reference[8]

3 結(jié)束語

針對共址平臺中大功率用頻裝備發(fā)射信號時會對其附近的高靈敏度接收機(jī)造成射頻干擾的問題,本文提出了一種新型獲取最優(yōu)控制權(quán)值的方法,并給出了理論推導(dǎo)。Matlab仿真表明,采用本文方法的6抽頭電路與傳統(tǒng)方法的8抽頭電路的干擾抑制性能相當(dāng),采用本文方法的7抽頭電路比傳統(tǒng)方法的8抽頭電路的干擾抑制性能優(yōu)大約25 dB,證明了本文方法具有抽頭支路路少、干擾抑制性能高和對數(shù)字控制電路要求低的優(yōu)點。

下一步將開展與數(shù)字域干擾對消相結(jié)合的混合干擾抑制系統(tǒng)研究。