摘要： 為解決電動(dòng)汽車充電樁充電效率低的問題，以契合高功率因數(shù)運(yùn)行，提高充電效率為應(yīng)用背景，提出了一種新型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的直流充電樁，該結(jié)構(gòu)由三相電壓型PWM整流器和半橋LLC諧振變換器組成。運(yùn)用雙閉環(huán)控制方法及空間矢量脈寬調(diào)制技術(shù)作為控制策略，得出其在不同坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型及外特性?；贛atlab/Simulink平臺(tái)，搭建了一臺(tái)100 kW/500 V輸出的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，仿真結(jié)果表明：在雙閉環(huán)及空間矢量脈寬調(diào)制的控制策略下，該新型結(jié)構(gòu)可實(shí)現(xiàn)高功率因數(shù)運(yùn)行、輸出電壓穩(wěn)定的功能，驗(yàn)證了該結(jié)構(gòu)可提高充電效率的優(yōu)勢。

關(guān)鍵詞： 直流充電樁；三相電壓型PWM整流器；空間矢量脈寬調(diào)制；LLC諧振變換器

中圖分類號(hào)： TM74

文獻(xiàn)標(biāo)志碼： A"""""文章編號(hào)： 2097-3853（2024）01-0030-09

Modeling and simulation of DC charging pile load based on a novel topology structure

LI Huajie， LI Peiqiang

（School of Electronic， Electrical Engineering and Physics， Fujian University of Technology， Fuzhou 350118， China）

Abstract： To solve the problem of low charging efficiency of electric vehicle charging piles， a new topology of DC charging pile was proposed against the application background of high-power factor operation and charging efficiency improvement. The structure consists of a three-phase voltage source PWM rectifier and a half-bridge LLC resonant converter. With the dual closed-loop control method and space vector pulse width modulation technology as the control strategy， its mathematical model and external characteristics in different coordinate systems were obtained. Based on the Matlab/Simulink platform， an experimental prototype with100 kW/500 V output was built. Simulation results show that under the control strategy of dual closed-loop and space vector pulse width modulation， this new structure can realize high-power factor operation and stable output voltage， verifying the advantages of this structure in improving charging efficiency.

Keywords： DC charging station; three-phase voltage source PWM rectifier; space-vector pulse-width modulation; LLC resonant converter

隨著新能源汽車行業(yè)的發(fā)展，充電站不斷接入配電網(wǎng)，對(duì)配電網(wǎng)產(chǎn)生了不小的影響。對(duì)充電站布局進(jìn)行合理規(guī)劃并選擇合適的充電樁拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可以降低配電網(wǎng)運(yùn)行風(fēng)險(xiǎn)［1］。文獻(xiàn)［2］提出了一款由模塊化多電平變流器組成的新型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)減小了充電站面積和充電站集成對(duì)電網(wǎng)的影響。文獻(xiàn)［3］認(rèn)為三相三開關(guān)（TPTS）因其高效率和寬輸出電壓的特性備受歡迎。國內(nèi)對(duì)直流充電樁拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的選擇也是各有千秋。文獻(xiàn)［4］選擇了三相電壓型PWM+半橋結(jié)構(gòu)作為直流充電樁拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，但其后級(jí)開關(guān)損耗較大，不利用充電效率。文獻(xiàn)［5］［6］分別選擇了三相三電平、三相五電平結(jié)構(gòu)作為直流充電樁前級(jí)拓?fù)?，但因其所用開關(guān)管數(shù)量極多，成本高等缺點(diǎn)，市場應(yīng)用較少。文獻(xiàn)［7］基于雙諧振電路結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)了直流充電樁，擁有高頻電氣隔離、軟開關(guān)、大功率能量傳輸?shù)葍?yōu)點(diǎn)，但其結(jié)構(gòu)太過復(fù)雜，成本高，不適合量產(chǎn)。

為彌補(bǔ)上述直流充電樁或拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)過于復(fù)雜或充電效率較差的缺點(diǎn)，本研究提出一種新型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的直流充電樁。該結(jié)構(gòu)由三相電壓型PWM電路與半橋LLC諧振變換電路組成，運(yùn)用雙閉環(huán)控制方法及空間矢量脈寬調(diào)制技術(shù)作為控制策略。

1"直流充電樁工作原理及拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

直流充電樁的工作原理如圖1所示。直流充電樁輸入側(cè)為電網(wǎng)380V三相交流電，經(jīng)濾波電路和整流電路后將電網(wǎng)側(cè)交流電轉(zhuǎn)化為直流電，接著經(jīng)過后級(jí)DC-DC變換電路以及變壓器，最后二極管整流輸出符合蓄電池充電時(shí)標(biāo)準(zhǔn)電壓的直流電。這個(gè)過程中最重要的就是前級(jí)AC-DC變換和后級(jí)DC-DC變換。

當(dāng)前直流充電樁市場上前級(jí)AC-DC變換電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)主要為：二極管不可控整流電路、三相四開關(guān)管整流電路、三相電壓型PWM整流電路、三相三電平整流電路以及三相五電平整流電路。其優(yōu)缺點(diǎn)如表1所示。

后級(jí)DC-DC變換電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)也分為多種，主要為：降壓斬波電路、PWM型不對(duì)稱半橋電路、半橋LLC諧振變換電路以及雙諧振DC-DC變換電路。其優(yōu)缺點(diǎn)如表2所示。

在直流充電樁前級(jí)AC-DC變換電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，三相電壓型PWM整流電路具有能夠?qū)崿F(xiàn)高功率因數(shù)運(yùn)行、網(wǎng)側(cè)電流正弦化、能量雙向流動(dòng)、直流側(cè)電壓穩(wěn)定等優(yōu)點(diǎn)，因而獲得廣泛的應(yīng)用［8］。后級(jí)DC-DC變換電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中因半橋LLC諧振變換電路有良好的調(diào)壓特性，開關(guān)頻率僅在小范圍變化即可實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出電壓的精準(zhǔn)調(diào)節(jié)，可實(shí)現(xiàn)原邊開關(guān)管的ZVS并且功率密度高、損耗低、使充電樁體積更小、成本低，從而獲得市場青睞［9］。綜上，本研究前級(jí)采用三相電壓型PWM整流器，后級(jí)采用半橋LLC諧振變換器作為直流充電樁拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行建模。

由三相電壓型PWM電路和半橋LLC諧振變換電路組成的直流充電樁拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2左側(cè)為三相電壓型PWM整流電路，包括：電源電壓Ua、Ub、Uc；交流側(cè)的電感La、Lb、Lc；交流側(cè)電阻Ra、Rb、Rc；全控開關(guān)管IGBT：VT1～VT6、直流側(cè)電容C。以a相為例，單相PWM整流相當(dāng)于由兩個(gè)升壓斬波電路組成，第一階段給電感La進(jìn)行儲(chǔ)能，第二階段電感La經(jīng)過VT1、VT2形成閉環(huán)對(duì)直流側(cè)電容C進(jìn)行充電，從而完成整流過程，三相同理。

圖2右側(cè)為半橋LLC諧振變換電路，主要包括：前級(jí)直流電源即電容C；全控開關(guān)管IGBT（VT7、VT8）；諧振電容Cr、諧振電感Lr、勵(lì)磁電感Lm、中心抽頭式結(jié)構(gòu)變壓器T、整流二極管D1、D2；濾波電容C1以及負(fù)載電阻。半橋LLC諧振變換電路以前級(jí)整流電路輸出電壓為電源，經(jīng)過開關(guān)管高頻率切換和電感電容諧振后再經(jīng)過變壓器變壓、二極管整流，最終為蓄電池充電。

半橋LLC諧振變換器有兩個(gè)諧振頻率，分別為fr與fm。諧振頻率fr的參與器件有諧振電感Lr、諧振電容Cr，定義如式（1）。

fr=12πLr·Cr（1）

諧振頻率fm的參與器件有諧振電感Lr、諧振電容Cr、激磁電感Lm，定義如式（2）。

fm=12π（Lr+Lm）·Cr（2）

由于半橋LLC諧振變換器采用的是變頻控制，因此其能量傳輸是通過改變開關(guān)頻率fs來調(diào)節(jié)的。根據(jù)開關(guān)管的工作頻率fs和諧振頻率fr、fm的關(guān)系以及輸入電壓和負(fù)載等因素，將工作頻率fs控制在fs=fr的條件下最為合適。

2nbsp;直流充電樁控制結(jié)構(gòu)分析

精準(zhǔn)的控制系統(tǒng)有助于直流充電樁在高功率因數(shù)下運(yùn)行，后級(jí)視為等效負(fù)載，則對(duì)直流充電樁進(jìn)行化簡，如圖3所示。

直流充電樁控制系統(tǒng)為雙閉環(huán)結(jié)構(gòu)，外環(huán)由電壓控制，內(nèi)環(huán)由電流控制，經(jīng)過PI調(diào)節(jié)與解耦，最后將電壓信號(hào)進(jìn)行反派克變化，作為SVPWM（空間矢量調(diào)制）的輸入來驅(qū)動(dòng)整流器開關(guān)。其系統(tǒng)控制結(jié)構(gòu)如圖4所示。

圖4中，Lk（k=a，b，c）為充電樁電感，Rk（k=a，b，c）為充電樁電阻，C為充電樁整流側(cè)電容，Udc為電容C上的電壓，Uk（k=a，b，c）、Ik（k=a，b，c）為電網(wǎng)側(cè)三相電壓和電流，Ud、Uq為電網(wǎng)電壓的dq軸分量，Id、Iq為電網(wǎng)電流的dq軸分量，id*、iq*分別為dq分量的參考電流，Udref為整流側(cè)參考電壓，w為電網(wǎng)同步角速度。SVPWM控制是根據(jù)不同扇區(qū)開關(guān)管通斷所對(duì)應(yīng)的時(shí)間選擇對(duì)應(yīng)扇區(qū)。若開關(guān)管通斷時(shí)間超過一個(gè)周期則有相應(yīng)的過調(diào)制處理。開關(guān)作用時(shí)間不一定是連續(xù)的，若切換頻率足夠高則可以進(jìn)行補(bǔ)償。其中，扇區(qū)判斷和切換點(diǎn)時(shí)間判斷最為重要。

根據(jù)三相電壓瞬時(shí)表達(dá)式可以得到式（3）。

Ua=UmcoswtUb=Umcoswt-23πUc=Umcoswt+23π（3）

其中，Um為相電壓幅值。則合成電壓空間矢量如式（4） 。

Uout=Ua+Ubej23π+Uce-j23π（4）

當(dāng)三相電壓為標(biāo)準(zhǔn)正弦波時(shí)，其合成電壓矢量的軌跡為一個(gè)圓，半徑長度為相電壓的幅值。根據(jù)矢量調(diào)制原理利用整流橋開關(guān)對(duì)應(yīng)8種開關(guān)函數(shù)狀態(tài)。在一個(gè)周期時(shí)間TPWM內(nèi)，控制對(duì)應(yīng)開關(guān)通斷時(shí)間來合成電壓矢量，如圖5所示。

以上述合成電壓矢量及相應(yīng)開關(guān)函數(shù)狀態(tài)圖第一扇區(qū)為例進(jìn)行分析，結(jié)果如圖6所示。

設(shè)開關(guān)周期為TPWM，Uα作用時(shí)間為T1，Uβ作用時(shí)間為T2，可得出式（5）。

Uα=T1TPWMU4+T2TPWMU6cosπ3Uβ=T2TPWMU6sinπ3（5）

根據(jù)Uα、Uβ的值可進(jìn)行扇區(qū)判斷：當(dāng)Uβgt;0，令A(yù)=1，否則A=0；當(dāng)（3/2）Uα-（1/2）Uβgt;0，令B=1，否則B=0；當(dāng)-（3/2）Uα-（1/2）Uβgt;0，令C=1，否則C=0。

根據(jù)二進(jìn)制原則，設(shè)N=4C+2B+A，可得到扇區(qū)I～VI對(duì)應(yīng)的N，如表3所示。

以第一扇區(qū)為例，三相電壓型PWM整流橋開關(guān)切換點(diǎn)時(shí)間判斷如圖7所示。

同理，可分別算出扇區(qū)I～VI的切換點(diǎn)，具體結(jié)果如表4所示。

3"直流充電樁外特性分析

如圖2所示，在前級(jí)三相靜止坐標(biāo)系下，Ukn（k=a，b，c）為對(duì)應(yīng)相的電壓，0為三相電源的中性點(diǎn)。并定義單極性二值邏輯開關(guān)函數(shù)Sk為：

Sk=1"上橋臂導(dǎo)通，下橋臂關(guān)斷0"上橋臂關(guān)斷，下橋臂導(dǎo)通（7）

其中k=a，b，c。

由基爾霍夫電壓定律可知：

Ladiadt+Raia=Ua-（Uan+UN0）Lbdibdt+Rbib=Ub-（Ubn+UN0）Lcdicdt+Rcic=Uc-（Ucn+UN0）（8）

在根據(jù)三相對(duì)稱系統(tǒng)以及在直流側(cè)電容節(jié)點(diǎn)處應(yīng)用基爾霍夫電流定律得：

CdUdcdt=iaSa+ibSb+icSc-UdcReq（9）

聯(lián)立（7）（8）（9）可得三相靜止坐標(biāo)系下描述得數(shù)學(xué)模型，如式（10）：

Lkdikdt+ikRk=Uk-UdcSk-13∑k=a，b，cSkCdUdcdt=∑k=a，b，cikSk-Ieq（10）

其中，Udc是電容C上的電壓，Sk是開關(guān)函數(shù)。

由上述分析可知，三相靜止坐標(biāo)系下各輸入量都是隨時(shí)間變化的交流量，用開關(guān)函數(shù)模型控制電壓結(jié)構(gòu)過于復(fù)雜，不利于控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)。

三相靜止坐標(biāo)系下物理意義清晰但控制結(jié)構(gòu)復(fù)雜，且無法做到無穩(wěn)態(tài)誤差控制。所以將abc坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型轉(zhuǎn)化為與電網(wǎng)基波同頻率旋轉(zhuǎn)的d-q坐標(biāo)系下。要使三相靜止坐標(biāo)系轉(zhuǎn)換為兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)需要經(jīng)Clark變換和Park變換。這個(gè)過程又可分為等量變換和等功率變換。

圖8以電流為例解釋Clark變換過程。

若Ⅰ與α軸之間夾角為θ，則Ⅰ在α、β軸上投影滿足：

iα=Imcosθiβ=Imcos（θ-120°）Im=i2α+i2β（11）

其中，Im為矢量電流I的模長。

I分別在三相靜止坐標(biāo)系a、b、c 上的投影如下：

ia=Imcosθib=Imcos（θ-120°）ic=Imcos（θ+120°）（12）

假設(shè)零軸分量為：

i0=13（ia+ib+ic）（13）

經(jīng)過三角函數(shù)關(guān)系轉(zhuǎn)換，聯(lián)立式子（11）（12）（13），寫成矩陣形式，可得式（14）：

iαiβi0=231-12-12032-32121212iaibic=Miaibic（14）

其中，M為Clark變化即三相靜止坐標(biāo)系a、b、c到靜止坐標(biāo)系α、β、0的變換矩陣。

同理，Park變換寫成矩陣形式，如式（15）

iqidi0=23cosθcos（θ-120°）cos（θ+120°）sinθsin（θ-120°）sin（θ+120°）121212iaibic=Riaibic（15）

其中，R為Park變化即三相靜止坐標(biāo)系a、b、c到兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系d、q的變換矩陣。

經(jīng)過上述變換后得到前級(jí)同步旋轉(zhuǎn)d-q坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型如式（16）所示：

CdUdcdt=32（idSd+iqSq）-IeqLkdiddt-wLkiq+Rkid=Ud-UdcSdLkdiqdt+wLkid+Rkiq=Uq-UdcSq（16）

其中，（id、iq）、（Ud、Uq）、（Sd、Sq）、（Ud1=UdcSd、Uq1=UdcSq）分別為負(fù)荷母線電流、負(fù)荷母線電壓、開關(guān)函數(shù)Sk、直流側(cè)輸出電壓的d、q軸分量，k=（a、b、c），w為電網(wǎng)同步角速度。

將式（16）中后兩等式分別同乘id、iq，接著相加移相并同時(shí)乘以系數(shù)3/2可得出充電樁前級(jí)整流在d、q軸坐標(biāo)系下的瞬時(shí)有功功率平衡方程，同理可推其無功功率。則單臺(tái)充電樁暫態(tài)外特性可以描述為：

Psingle=32（Udid+Uqiq）Qsingle=32（Uqid-Udiq）（17）

式中，（id、iq）、（Ud、Uq）分別為負(fù)荷母線電流、負(fù)荷母線電壓。Psingle、Qsingle為充電樁消耗的有功功率和無功功率。

取d軸為交流側(cè)電壓合成矢量方向，因電壓矢量正交所以q軸方向電壓分量Uq=0，為使得充電機(jī)在單位功率因素下運(yùn)行，參考指令電流iq*=0。所以重寫上述式子可得，單臺(tái)充電樁在穩(wěn)定運(yùn)行狀態(tài)的外特性有：

Psingle=32UdidQsingle=0（18）

4"直流充電樁參數(shù)設(shè)計(jì)

根據(jù)當(dāng)前直流充電樁市場上輸出功率，本研究以100 kW/500 V輸出為例進(jìn)行參數(shù)設(shè)計(jì)。其中前級(jí)網(wǎng)側(cè)交流電380 V輸入，整流側(cè)目標(biāo)電壓為700 V輸出。后級(jí)電路根據(jù)前級(jí)輸出700 V作為電源輸入，經(jīng)過DC-DC變換后輸出目標(biāo)電壓為500 V。充電效率設(shè)置值為90%以上，且響應(yīng)能力快速。

前級(jí)主要參數(shù)為交流側(cè)電感及直流側(cè)電容以及控制環(huán)節(jié)中PI調(diào)節(jié)器的參數(shù)，主要為電壓外環(huán)參數(shù)kup、kui和電流內(nèi)環(huán)參數(shù)kip、kii。

三相電壓型PWM整流電感取值關(guān)乎電流內(nèi)環(huán)的動(dòng)靜態(tài)響應(yīng)，還對(duì)直流側(cè)的輸出有著重大影響，如電壓、功率以及功率因數(shù)。

綜上，以a相為例，簡化分析時(shí)忽略網(wǎng)側(cè)電阻的影響。設(shè)電感壓降應(yīng)該小于電源額定電壓30%，且三相整流器功率因數(shù)角度為θ，額定輸出功率為100 kW，當(dāng)相電壓Um為220 V，功率因數(shù)θ=0時(shí)，電感L上限最大值應(yīng)該滿足：

L≤0.9UmcosθωPL（19）

其中，w為交流側(cè)的角速度；PL為設(shè)計(jì)功率。

當(dāng)網(wǎng)側(cè)電流達(dá)到峰值時(shí)，可以減小電流的諧波，控制畸變率THD小于5%。根據(jù)電流內(nèi)環(huán)采樣周期Ts內(nèi)的電流瞬時(shí)狀態(tài)方程以及最大允許諧波電流脈動(dòng)量，可得：

L≥（2Udc-3Um）UmTs2UdcΔim（20）

其中，Um為交流側(cè)相電壓的幅值；Δim為最大允許諧波電流脈動(dòng)量；Udc為直流側(cè)電容電壓，目標(biāo)值為700 V。

直流側(cè)電容的設(shè)計(jì)主要考慮控制系統(tǒng)的快速跟蹤特性和系統(tǒng)抗干擾能力，使得直流輸出側(cè)的電壓維持穩(wěn)定以及對(duì)整流橋輸出的電壓進(jìn)行濾波。

則直流側(cè)電容參數(shù)應(yīng)滿足的取值范圍為：

12ΔUmReqlt;C≤tr0.74ReqΔUm=Udc-Udc_minUdc（21）

其中，tr為Udc從初始值上升到目標(biāo)值所經(jīng)歷的時(shí)間，Req為直流側(cè)的等效電阻，為50 Ω，Udc_min為直流側(cè)電壓最小值，為500 V，ΔU*m為抗干擾性能指標(biāo)。

確定交流側(cè)電感L、直流側(cè)電容C后，接著就是對(duì)PI參數(shù)的選取。通過調(diào)節(jié)PI參數(shù)可以影響直流電壓波形的輸出效果。通過文獻(xiàn)［10-11］可得出PI參數(shù)的初始值并根據(jù)輸出電壓的響應(yīng)值，進(jìn)行再次調(diào)整以逐漸達(dá)到期望的目標(biāo)值。則PI參數(shù)設(shè)計(jì)如式（22）。

kup=4C3Ts+Tukui=5·3Ts+Tukip=L3TsKpwmkii=R3TsKpwm（22）

其中，C為直流側(cè)電容，Ts、Tu分別為電流環(huán)采樣周期和電壓環(huán)采樣周期，L為交流側(cè)電感，Kpwm為整流橋等效增益，R為交流側(cè)電阻。

后級(jí)主要參數(shù)為：諧振電感、諧振電容以及勵(lì)磁電感。其設(shè)計(jì)步驟主要如下：

（1）計(jì)算DC-DC變換電路在額定輸入、工作在諧振頻率點(diǎn)fr時(shí)，變壓器變比n。

（2）確定歸一化增益的最大、最小值。

（3）計(jì)算最大歸一化頻率，選定電感比k的值。

（4）計(jì)算品質(zhì)因素Qs，計(jì)算負(fù)載電阻并將負(fù)載電阻等效到變壓器原邊。

（5）根據(jù)已知條件計(jì)算出諧振電感、諧振電容以及勵(lì)磁電感的參數(shù)值，公式如下所示：

Lr=Qs·n2·Re2πfrLm=LrkCr=12π·fr·n2·Re·Qs（23）

其中，Qs一般取值范圍為［0.45，0.6］；Re為變壓器原邊等效電阻，取33 Ω；fr為諧振頻率即開關(guān)管工作頻率；k為電感比，一般取值為3；變比n取1.4。

5"實(shí)驗(yàn)仿真

5.1"實(shí)驗(yàn)參數(shù)及結(jié)果

為了驗(yàn)證直流充電樁負(fù)荷模型的功能和準(zhǔn)確性，本研究以100 kW/500 V輸出為例，在Matlab/Simulink上搭建了如圖2所示的直流充電樁拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，其他額定值在第4節(jié)中已列出。具體實(shí)驗(yàn)參數(shù)如表5所示，仿真波形如圖9所示。

三相電壓型PWM整流輸出電壓波形圖的網(wǎng)側(cè)輸入電壓為380 V。由仿真波形結(jié)果可知整流側(cè)輸出電壓維持在700 V左右。與三相二極管不可控整流電路相比，三相電壓型PWM整流電路輸出電壓的波形更加穩(wěn)定、可靠性高。與三相三電平整流電路以及三相五電平整流電路相比，三相電壓型PWM整流電路開關(guān)數(shù)量少，節(jié)約成本。且通過仿真波形可知，電壓波形經(jīng)過0.2 s左右電壓保持穩(wěn)定，響應(yīng)能力快速。

后級(jí)半橋LLC諧振變換模型參數(shù)如表6所示。

后級(jí)半橋LLC諧振變換器輸出電壓波形如圖10所示。由圖10可知，由前級(jí)整流側(cè)提供的700 V直流電壓作為后級(jí)輸入，后級(jí)輸出側(cè)經(jīng)0.2 s電壓維持在500 V左右，同理其波形穩(wěn)定性好、可靠性高、響應(yīng)速度快。

當(dāng)直流充電樁穩(wěn)態(tài)時(shí)，直流充電樁有功功率響應(yīng)曲線如圖11所示。通過仿真波形可以看出直流充電樁消耗有功功率約為100 kW，且波形穩(wěn)定，符合當(dāng)前市場上直流充電樁快充特性。

直流充電樁無功功率響應(yīng)曲線如圖12所示。通過仿真波形可知，在本研究的控制系統(tǒng)下直流充電樁消耗無功功率極低，且接近0，說明本研究的雙閉環(huán)控制系統(tǒng)跟蹤性能良好、誤差小。

6"結(jié)束語

本研究基于三相電壓型PWM整流電路加半橋LLC諧振變換電路組成的直流充電樁，對(duì)其參數(shù)、控制系統(tǒng)進(jìn)行了設(shè)計(jì)，波形表明所提的控制系統(tǒng)跟蹤性能良好、誤差小?；谠撏?fù)浣Y(jié)構(gòu)，分析直流充電樁外特性并得出其數(shù)學(xué)模型，最后在Matlab/Simulink平臺(tái)上進(jìn)行建模。仿真結(jié)果證實(shí)該新型充電樁無論輸出電壓穩(wěn)定性、結(jié)構(gòu)復(fù)雜程度還是電能利用率均優(yōu)于其他不同拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的充電樁，可以實(shí)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)高功率因數(shù)運(yùn)行，提高了充電效率。

雖然本研究為仿真，但是許多文獻(xiàn)都已經(jīng)指出，三相電壓型PWM整流電路良好的特性，如文獻(xiàn)［12］［13］通過對(duì)比其他拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的充電樁，最后結(jié)果也驗(yàn)證了其他結(jié)構(gòu)輸出電壓不穩(wěn)定，且輸出幅值在小范圍內(nèi)形成振蕩，并需要用到無功補(bǔ)償才能實(shí)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)同相位，說明其功率因數(shù)較低。

本研究基于雙閉環(huán)以及空間矢量脈寬調(diào)制技術(shù)作為控制策略，若在其他控制策略下，充電樁性能是否更優(yōu)或者控制策略是否更簡便就能實(shí)現(xiàn)同樣功能值得進(jìn)一步研究，關(guān)于不同的控制方法值得深入討論。該建模視充電樁為負(fù)荷，主要研究充電樁直流側(cè)等效至網(wǎng)側(cè)交流側(cè)的負(fù)荷模型。后續(xù)是為充電樁辨識(shí)參數(shù)以及對(duì)配網(wǎng)的影響作分析，主要考慮配網(wǎng)側(cè)發(fā)生故障時(shí)，對(duì)充電樁輸出響應(yīng)P、Q的影響。得出其外特性為輸入側(cè)而不是輸出側(cè)，故電池方面不是側(cè)重點(diǎn)。對(duì)于整車充電過程主要分為恒流、恒壓、浮充3個(gè)階段。本研究視其近似過程為恒功率充電。

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（責(zé)任編輯： 方素華）

收稿日期：2023-11-09

第一作者簡介：李華捷（1995一 ），男，福建寧德人，碩士研究生，研究方向：綜合負(fù)荷建模。

通信作者：李培強(qiáng)（1975一） ，男，山西忻州人，教授，博士，研究方向：電力系統(tǒng)運(yùn)行與控制及負(fù)荷建模。