樊靖軒 施佳楠 徐子梁 任小永 陳乾宏

基于GaN的開關(guān)線性復合高速隨動脈沖負載直流變換器

樊靖軒 施佳楠 徐子梁 任小永 陳乾宏

（南京航空航天大學江蘇省新能源發(fā)電與電能變換重點實驗室 南京 210016）

有源相控陣雷達發(fā)射機收發(fā)組件工作在高頻脈沖負載模式，這對其供電電源的負載動態(tài)性能提出了很高要求。該文針對高速負載切換的二次DC-DC電源，提出開關(guān)線性復合并聯(lián)結(jié)構(gòu)的脈沖負載變換器及其相應的控制策略?；谄骷壄h(huán)路建模的方法有效提升了線性穩(wěn)壓電路的環(huán)路帶寬，使其進行快速功率跟蹤，并設(shè)計基于GaN的低阻抗交錯并聯(lián)Buck變換器，使其以較快的速度高效地提供主要脈沖功率。針對重復頻率50 kHz、峰值功率120 W的高頻模擬雷達脈沖負載，該文搭建脈沖電流上升下降時間50 ns以內(nèi)的脈沖電源原理樣機，輸出電壓跌落小于5%。實驗結(jié)果表明所提方法能夠有效改善脈沖電源的動態(tài)性能。

脈沖電源 相控陣雷達 氮化鎵 動態(tài)響應

0 引言

有源相控陣雷達是一種新型的固態(tài)雷達，具有多功能、多目標、高可靠性的特點。相控陣雷達憑借其高靈活性和高抗干擾能力的優(yōu)勢，正逐步取代傳統(tǒng)的機械掃描雷達[1-2]。相控陣雷達中每個天線單元都裝配發(fā)射/接收（Transmitter/Receiver, TR）組件。TR組件是相控陣雷達的核心部件，其負載特性為周期性高頻脈沖負載，需要電源提供恒定電壓和脈沖電流。

圖1為相控陣雷達電源多數(shù)采用的分布式供電系統(tǒng)。該結(jié)構(gòu)主要有有源功率因數(shù)校正（Active Power Factor Correction, APFC）、一次DC-DC（中間母線變換器）和二次DC-DC（負載變換器）部分。傳統(tǒng)的雷達發(fā)射機一般會產(chǎn)生150～300 Hz的低頻脈沖，而相控陣雷達TR組件脈沖重復頻率較高，可達20 kHz甚至更高，是傳統(tǒng)雷達重復頻率的近百倍。因此，相控陣雷達脈沖電流的變化率較大，這就對二次DC-DC電源的動態(tài)響應能力提出了更高的要求。

圖1 某相控陣雷達電源示意圖

眾所周知，提升輸出負載瞬變速度最為直接的方法是增大輸出側(cè)電容，利用電容儲能達到其功率解耦的目的。大量電容并聯(lián)構(gòu)建的低內(nèi)阻儲能電容網(wǎng)絡(luò)可以有效減小負載突變對輸出側(cè)的影響[3-4]。為滿足不斷攀升的負載變換率，該方法的不足之處在于體積過于龐大，不利于系統(tǒng)的集成，從而限制了脈沖負載變換器功率密度的提升。

為了提升脈沖負載變換器的動態(tài)響應速度，文獻[5]在脈沖負載單相AC-DC變換器直流側(cè)引入雙向直流變換器，通過有源儲能單元進行功率解耦，實現(xiàn)了動態(tài)響應能力和功率密度的提升。文獻[6-8]采用負載電流前饋方法，使控制環(huán)路在輸出電壓反饋動作前進行動態(tài)調(diào)節(jié)；但該方法對采樣帶寬要求較高。文獻[9-10]基于對經(jīng)典的2控制策略的優(yōu)化，通過輸出電容紋波補償?shù)姆绞綄崿F(xiàn)了負載突變瞬態(tài)性能的提升；不足的是其提升效果受電容容值及其等效串聯(lián)電阻阻值影響，往往需要在輸出電壓紋波以及動態(tài)效果中做取舍。文獻[11]在串聯(lián)諧振變換器中加入預測模型控制，在不使用電流采樣的情況下保持良好的負載動態(tài)特性；該控制模型計算量較大，對數(shù)字控制器的計算能力有著較高要求。文獻[12-13]使用了虛擬阻抗估計和建模的控制方法，通過控制環(huán)路參數(shù)的調(diào)整來配置功率路徑上的虛擬阻抗，得到了較好的動態(tài)響應提升效果。文獻[14-16]加入了額外的輔助電路，對切載瞬態(tài)的電流進行吸收，該方法本質(zhì)上是對瞬態(tài)負載變化的一種“軟化”，提升了變換器在負載瞬態(tài)響應時的抗干擾能力。文獻[17-20]提出了多種新型的控制方法以應對各類脈沖式負載，最快能夠在10ms以內(nèi)完成負載響應。

除開關(guān)電路外，國內(nèi)外學者針對線性電路的負載動態(tài)響應問題也做了許多研究。文獻[21-22]通過動態(tài)偏置技術(shù)，將控制環(huán)路與負載電流進行解耦，使得放大管的基極偏置電流能夠精確跟隨負載電流的變化，從而實現(xiàn)了良好的負載跟蹤效果；但該方法對器件性能要求較高，且用于環(huán)路補償?shù)哪M電路設(shè)計較為復雜。文獻[23]使用高精度滯環(huán)比較器進行輸出電壓檢測，應用滯環(huán)控制的方法對擴流管的基極電流進行快速動態(tài)調(diào)整。文獻[24]采用了新型頻率補償方案以提升LDO的輸出電壓和電流擺率。文獻[21-24]所涉及的應用場景主要集中在小功率電源，但對于電流和峰值功率較大的相控陣組件電源來說，工作在線性區(qū)的擴流管損耗會成倍 增加。

綜上所述，現(xiàn)有針對脈沖負載變換器的研究較少，且存在體積較大、響應較慢以及控制策略復雜等問題；線性電路可以實現(xiàn)高動態(tài)的負載響應速度，但存在電源效率低的問題。本文針對高頻脈沖式負載，提出開關(guān)線性復合方法，充分結(jié)合線性電路的高動態(tài)響應速度和開關(guān)電源的高變換效率，在不犧牲系統(tǒng)效率和功率密度的前提下有效提升了高d/d負載的供電性能。本文具體討論開關(guān)線性復合結(jié)構(gòu)組成及其并聯(lián)控制策略，并通過阻抗建模法配置了線性補償網(wǎng)絡(luò)以快速響應負載電流的突變。本文在理論分析的基礎(chǔ)上搭建了開關(guān)線性并聯(lián)系統(tǒng)，以基于GaN的1 MHz交錯并聯(lián)同步整流Buck變換器為開關(guān)部分和雙向高速線性電路并聯(lián)，實現(xiàn)了一臺脈沖重復頻率50 kHz、峰值功率120 W的脈沖電源樣機，以應對上升下降時間50 ns以內(nèi)、電流變化率200～700 A/ms的負載突變，實驗結(jié)果表明所提電路架構(gòu)與控制方法顯著提升了脈沖電源的動態(tài)響應能力，增加了脈沖負載的供電穩(wěn)定性。

1 開關(guān)線性復合結(jié)構(gòu)脈沖負載變換器

1.1 負載突變時開關(guān)電路狀態(tài)分析

二次DC-DC降壓電源一般工作在低壓大電流狀態(tài)，因此選擇同步整流Buck變換器作為開關(guān)部分的電路拓撲。圖2展示了當發(fā)生負載突變時，開關(guān)電路為負載提供功率時產(chǎn)生阻抗延遲的原因。圖中，S1和S2是一對互補的開關(guān)管，f為濾波電感，f為濾波電容，pulse為負載脈沖電流。

圖2 開關(guān)電路的阻抗延遲現(xiàn)象

Buck變換器的功率通路上有濾波電感，這部分阻抗會限制電流的變化率，是影響負載瞬態(tài)響應速度的主要因素之一。當工作在高頻脈沖負載狀態(tài)時，二次DC-DC電路的瞬態(tài)波形示意圖如圖3所示。

圖3 脈沖瞬態(tài)電路波形示意圖

圖3中，o為輸出電壓，pulse為負載脈沖電流，conv為變換器功率路徑提供的電流波形，o_drop和o_over為跌落和過沖電壓，Desr和Desl為因電容等效串聯(lián)電阻和電感造成的電壓波動。當負載電流產(chǎn)生D的階躍時，理想中變換器提供的電流如ideal所示，能夠迅速跟蹤負載電流。然而數(shù)字控制器的電壓、電流采樣和PWM更新都存在至少半個開關(guān)周期的延遲，再加上電感電流不能突變，實際上變換器的電流conv先經(jīng)過延遲后再緩慢上升和下降，電流的差值則由無源器件（輸出電容）提供，電容能量的減少加上回路中的寄生電感和電阻的壓降共同產(chǎn)生了電壓跌落和過沖的現(xiàn)象。開關(guān)電路的功率跟蹤延遲不僅影響著輸出波形的質(zhì)量，同時也降低了脈沖雷達發(fā)射機組件的供電穩(wěn)定性。

相控陣雷達脈沖重復頻率較高，單個電流脈沖寬度很窄，因此開關(guān)電路響應延遲現(xiàn)象更加明顯，脈沖電流上升下降延遲和輸出電壓的跌落及過沖會影響整個發(fā)射機的脈沖質(zhì)量。因此，如何調(diào)制出低延遲、高d/d的負載電流，優(yōu)化脈沖負載變換器的動態(tài)性能，成為當前相控陣雷達電源的研究重點。

1.2 開關(guān)線性復合脈沖負載變換器電路結(jié)構(gòu)

相較于開關(guān)電路，線性電路理論上具有更高的負載動態(tài)響應能力。圖4為一個運放反饋動態(tài)調(diào)節(jié)的線性穩(wěn)壓電路，ref是電壓基準，EA是高速運算放大器，s是基極電阻，Vp是功率三極管，F(xiàn)1和F2是分壓反饋電阻，L和L分別為負載電阻和輸出電容。該電路直接功率通路上僅有功率管和線路寄生參數(shù)阻抗，能夠更迅速地實現(xiàn)功率切換。同時，控制器部分采用純模擬控制，不存在數(shù)字控制造成的采樣、PWM更新等延遲。其不足之處在于線性電路中工作在放大狀態(tài)的功率管損耗較大，效率較低，不適宜全時段工作。

圖4 帶反饋回路的線性穩(wěn)壓電路

因此，本文將線性電路高動態(tài)和開關(guān)電路高效率的優(yōu)勢進行結(jié)合，基于“線性電路提供切載瞬態(tài)功率、開關(guān)提供主要功率”這一指導思想，提出將開關(guān)線性復合技術(shù)引入脈沖負載變換器。由于脈沖負載輸出電壓恒定，需要進行輸出電流合并，本文采用如圖5所示的并聯(lián)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)[25]，從而實現(xiàn)負載脈沖電流合成。圖中，switch和linear分別為Buck電感電流和線性電路輸出電流，為儲能電容電流。對于輸出側(cè)脈動功率，Buck向其提供功率主體，以保證脈沖電源效率；線性穩(wěn)壓電路僅在切載瞬態(tài)進行快速功率跟蹤，對脈沖上、下邊沿進行修正以提高脈沖波形質(zhì)量。圖6展示了所提并聯(lián)復合結(jié)構(gòu)的具體電路原理。

線性電路需要在兩種切載狀態(tài)提供雙向電流，因此采用互補推挽型的射極跟隨結(jié)構(gòu)。射極跟隨器具有輸入阻抗高且輸出阻抗低的特點，驅(qū)動能力以及帶載能力較強，能夠有效實現(xiàn)雙向擴流的效果；開關(guān)電路采用交錯并聯(lián)Buck拓撲。圖7展示了所提脈沖負載變換器的工作狀態(tài)。

圖5 開關(guān)線性復合結(jié)構(gòu)帶脈沖負載示意圖

圖6 開關(guān)線性復合電路架構(gòu)

圖7中，電流突增時，電容能量損失導致輸出電壓產(chǎn)生跌落，線性電路的模擬控制器采集到電壓波動，通過高速運放進行誤差調(diào)節(jié)，并提供推挽上管Q1所需基極電流，線性電流通過低阻抗路徑供給負載；脈沖保持期間，與線性電路并聯(lián)的開關(guān)電路隨之動作，電流開始通過主開關(guān)管S1所在的電感路徑供給負載，Buck電感電流和線性電流共同合成負載電流；電流突減時，Buck主開關(guān)管關(guān)斷，電感釋放能量，多余功率積累在電容上并產(chǎn)生電壓過沖，線性電路通過推挽下管Q2吸收電感的延遲電流，輸出電壓回到額定值，等待下一個電流脈沖。下面對系統(tǒng)進行具體的控制策略與動態(tài)環(huán)路設(shè)計。

圖7 脈沖負載瞬態(tài)響應過程

2 復合結(jié)構(gòu)并聯(lián)控制與動態(tài)環(huán)路設(shè)計

開關(guān)線性復合結(jié)構(gòu)下需要對并聯(lián)的兩個部分進行合理功率分配。達到高系統(tǒng)效率的關(guān)鍵點在于提高開關(guān)電路在整個電源系統(tǒng)的功率占比。從并聯(lián)控制角度，開關(guān)部分將線性輸出電流作為控制對象，整個脈沖期間將該電流基準設(shè)為0，即ref=0 A。這意味著線性部分僅在負載瞬態(tài)時刻起作用，脈沖保持期間則由開關(guān)部分提供能量，即需要從控制層面提升開關(guān)電路功率占比。基于上述分析，本文提出如圖8所示系統(tǒng)整體控制結(jié)構(gòu)框圖。

圖8 開關(guān)線性復合控制結(jié)構(gòu)框圖

為了保證相應的快速性，線性部分采用基于模擬電路實現(xiàn)的單電壓環(huán)控制，其環(huán)路增益為

式中，ea()為運放傳遞函數(shù)；o()為擴流管傳輸函數(shù)；()為線性分壓采樣系數(shù)。開關(guān)部分采用單電流環(huán)實現(xiàn)對線性輸出電流控制，其環(huán)路增益為

為了降低開關(guān)電路的輸出阻抗，減小其提供功率的延遲，從而減小線性部分提供的功率比重。為此，本節(jié)將建立低阻抗低延遲的Buck模型以分析輸出阻抗。Buck開環(huán)狀態(tài)下的輸出阻抗out_op()為

式中，Lf和rf1為濾波電感及其內(nèi)阻；Cf和rf2為輸出電容和等效串聯(lián)電阻。若要顯著減小直接功率通路的阻抗，必須提升開關(guān)頻率。因此，本文選擇支持高頻應用的寬禁帶器件氮化鎵EPC2031作為開關(guān)管，嘗試將開關(guān)頻率提升至MHz級別。如圖9所示為Buck變換器的控制環(huán)路示意圖。

在提升開關(guān)頻率、減小功率級阻抗的基礎(chǔ)上，開關(guān)電路可以通過配置控制器環(huán)路的方法進一步減小輸出阻抗。設(shè)計具體開關(guān)部分的控制環(huán)路，其帶輸出電壓反饋回路的輸出阻抗out_CL()為

加入負載電流前饋，使控制環(huán)路在輸出電壓反饋動作前進行動態(tài)調(diào)節(jié)，其輸出阻抗out_ff()為

通過式（6），使Tsw(s)在300 kHz處穿越0 dB點，得到環(huán)路增益和相應的三條輸出阻抗幅頻曲線如圖10所示。由圖10可知開關(guān)電路負載動態(tài)控制的阻抗優(yōu)化方法存在限制。Tsw(s)曲線在穿越0 dB后幅值可忽略不計，故在f＞fc時無法起到環(huán)路補償帶來的輸出阻抗優(yōu)化作用，高頻段的等效阻抗zout_CL(s)和zout_ff(s)仍然與開環(huán)輸出阻抗zout_OL(s)保持一致。因此，在發(fā)生高頻負載切換時，其動態(tài)跟蹤能力受到帶寬的制約。

對開關(guān)電路拓撲與控制參數(shù)的合理設(shè)計可以有效地降低開關(guān)電路的阻抗，從而提升開關(guān)部分的功率占比，優(yōu)化整機效率。而線性電路負責在瞬態(tài)切載時進行快速功率跟蹤如圖11所示，其參數(shù)設(shè)計將直接影響整個脈沖負載變換器的瞬態(tài)響應性能。圖11a展示了線性電路部分正向的穩(wěn)壓電路拓撲結(jié)構(gòu)。

圖11 線性電路模型

在該結(jié)構(gòu)中，采用高精度運放調(diào)節(jié)器進行反饋補償，再通過雙極性結(jié)型晶體管（Bipolar Junction Transistor, BJT）進行放大，從而實現(xiàn)高精度、高帶寬的直流穩(wěn)壓。該電路僅由擴流管控制主功率通路的阻抗，因此在較高頻域依舊能夠保持低阻抗的優(yōu) 勢[26]。圖11b為線性穩(wěn)壓電路的輸出阻抗小信號模型，其中l(wèi)oad()和o()分別為注入的擾動電流和相應的輸出電壓變化幅值，A為運放輸出結(jié)點A上的電壓，S為驅(qū)動電阻，為晶體管電流放大系數(shù)，p為晶體管小信號輸入電阻，o為晶體管等效輸出電阻，me為運放跨導，oea為運放輸出電阻，L是等效負載，L為輸出側(cè)儲能電容，F(xiàn)1和F2分別為輸出側(cè)兩個分壓采樣電阻。根據(jù)模型計算其輸出阻抗，其中BJT的基極電流i為

輸出電壓經(jīng)電阻分壓后的采樣電壓為

式中，kF=RF2/(RF1+RF2)。儲能電容上的電流為

通過KCL計算運放輸出結(jié)點A的電流關(guān)系為

計算電路輸出結(jié)點的電流關(guān)系為

式中，等效輸出電阻out為

聯(lián)立式（7）～式（12），可以通過擾動電壓和電流的比值計算得到近似后的線性電路輸出阻抗為

計算擴流管p的傳輸函數(shù)o()，通過KCL計算負載L下的輸出結(jié)點電流關(guān)系為

聯(lián)立式（7）和式（14）可得到運放輸出的A點到負載側(cè)o點的電壓增益，因此由o()=o()/A()可得擴流管p的傳輸函數(shù)o()為

運放傳遞函數(shù)示意圖如圖12所示，高速運放電路構(gòu)成帶高頻衰減極點的PI調(diào)節(jié)器，Gea(s)為運放傳遞函數(shù)，Ao(s)和H(s)分別為擴流管函數(shù)和反饋系數(shù)，Vref是線性電壓基準，Vc和Vsense分別為運放輸出電壓和采樣電壓。

該補償器的電壓傳遞函數(shù)為

設(shè)定Rk=2 kW，Cp=10 pF，下一步確定線性電路環(huán)路帶寬和穩(wěn)定裕度，完成模擬運放補償器的參數(shù)整定。圖13展示了所提負載脈沖電流的頻譜分析。

在Simulink中建立50 kHz周期性脈沖的幅度頻譜模型，可見輸出脈沖的頻譜幅度主要集中在中低頻段，而在5 MHz以上的頻譜幅值趨近于0。因此，設(shè)計線性部分的運放補償器ea()，將帶寬配置在5 MHz，即將整個線性電路幅頻曲線的截止頻率設(shè)置為5 MHz，使其對該頻段內(nèi)的擾動進行響應。具體計算公式為

聯(lián)立式（17）、式（18），解得z=26.5 kW，z=545 nF，將其代入線性電路環(huán)路增益公式（1）中，并建立相應的頻域響應模型，得到如圖14所示開關(guān)電路和線性電路的環(huán)路增益伯德圖。

圖14 開關(guān)線性復合結(jié)構(gòu)下的環(huán)路增益

圖14中，Buck變換器以及線性電路的環(huán)路增益曲線分別用sw()與li()表示。開關(guān)電路帶寬為300 kHz，線性部分在此基礎(chǔ)上將帶寬拓展了17倍，得到了更高的動態(tài)響應能力。同時，相頻曲線在截止頻率點處的相位裕度為45 °，因此整個系統(tǒng)也具有較高的穩(wěn)定性。圖15給出的是該并聯(lián)結(jié)構(gòu)下輸出阻抗的幅頻曲線。

圖15 并聯(lián)結(jié)構(gòu)下的輸出阻抗伯德圖

圖15中，out_OL和out_CL為所提開環(huán)和閉環(huán)下的Buck變換器阻抗（1 MHz開關(guān)頻率和680 nH濾波電感），out_LI為使用真實器件參數(shù)動態(tài)建模后的線性電路輸出阻抗（運算放大器型號LM7171，擴流管型號2SC6144SG）。紅色曲線為并聯(lián)結(jié)構(gòu)下各頻段等效輸出阻抗。在中高頻段，線性電路憑借無電感通路的拓撲結(jié)構(gòu)和高帶寬優(yōu)勢，在發(fā)生快速負載突變時能夠更快地將能量進行傳遞和吸收；在低頻段，開關(guān)電路通過環(huán)路配置得到了更低的輸出阻抗，因此提供了圖13中電流脈沖的主要功率分量。

3 實驗驗證

相控陣組件的脈沖電流變化率高，脈沖上升下降時間一般為ns級，繞線電阻和電子負載設(shè)備難以達到同等級的電流變化率。因此，本文針對8 V供電的高頻TR組件搭建了脈沖負載模擬電路。如圖16所示，使用多個低寄生參數(shù)的貼片MOS并聯(lián)成陣列，使驅(qū)動電壓在門檻電壓和飽和區(qū)迅速切換以改變其等效電阻值，從而模擬高頻脈沖組件。

圖16 高頻脈沖負載實現(xiàn)電路

為進一步驗證所提方法的有效性，本文在實驗室搭建了一套脈沖負載電源系統(tǒng)硬件實驗平臺。樣機的實驗參數(shù)以及主要器件型號見表1和表2，脈沖負載變換器實驗樣機如圖17所示。

表1 脈沖負載變換器實驗參數(shù)

Tab.1 Pluse load converter experimental parameters

表2 脈沖負載變換器器件型號

Tab.2 Pluse load converter device selections

圖17 脈沖負載變換器實驗樣機

變換器樣機如圖17a所示，由氮化鎵交錯并聯(lián)Buck、線性電路以及DSP控制器組成；脈沖負載如圖17b所示，由圖騰柱驅(qū)動電路和陣列脈沖負載組成。圖17c展示了本實驗選用的寬禁帶器件：氮化鎵EPC2031。該款氮化鎵具有極小的導通電阻和柵極電荷，同條件下具有更低的導通損耗和開關(guān)損耗。在線性電路中，為了避免線性電路輸出功率小的問題，選取了放大系數(shù)較大、過電流能力較強的互補三極管；運算放大器的作用是配置線性電路的動態(tài)環(huán)路，其輸出級控制著擴流三極管的基極電流b，因此本文選擇了輸出能力較強、擺率較大的運算放大器LM7171，從而使整個線性電路帶載能力符合本文的預設(shè)條件。實驗波形如圖18～圖23所示。

圖18展示了1 MHz開關(guān)頻率三相交錯并聯(lián)Buck電流波形，其中a、b、c為三路電感電流，每路電流相位交錯120 °。s為三個電感電流合成的總電流波形，通過紋波抵消將總紋波減小到1.4 A。

圖18 1 MHz三相交錯并聯(lián)Buck電流波形

圖19展示了僅使用Buck變換器帶50 kHz的脈沖負載時的輸出電壓、總電感電流以及輸出電流波形，Buck對高頻脈沖功率的跟蹤存在延遲現(xiàn)象，其完全響應脈沖負載突變的時間約為2ms，輸出電壓跌落dr=0.75 V，過沖ov=1.42 V。

圖19 三相交錯并聯(lián)Buck變換器帶脈沖負載波形

圖20展示了使用開關(guān)線性復合結(jié)構(gòu)的脈沖電源關(guān)鍵波形，包括滿載和空載切換狀態(tài)下電源系統(tǒng)的不同工作狀態(tài)。其中，o為輸出電壓，s、L和o分別為開關(guān)電路、線性電路和輸出脈沖電流波形。

圖21a和圖21b展現(xiàn)了負載切換時間均在50 ns以內(nèi)，脈沖電流上升時間r=47.2 ns，下降時間f= 18 ns，上升下降的變化率分別為229 A/ms和667 A/ms。輸出電壓跌落幅值dr=0.32 V，滿足在5%以內(nèi)的要求。

圖22為單個電流脈沖的波形示意圖，該變換器實現(xiàn)了輸出脈沖功率合成的效果，達到了所提“線性電路提供瞬態(tài)功率，開關(guān)部分提供功率主體”的目的。在使用輸出阻抗優(yōu)化方法后，并聯(lián)系統(tǒng)中開關(guān)電路功率占比增加了13.3%，減小了線性電路的損耗，使系統(tǒng)效率得到提升。

圖20 脈沖負載變換器主要波形

圖21 脈沖負載上升下降邊沿波形

圖22 脈沖功率合成波形

圖23展示了脈沖負載瞬態(tài)時變換器對其進行負載響應的詳細波形。發(fā)生負載突變狀態(tài)下：電流突增時，線性電路迅速跟蹤負載電流，完全響應負載的時間source=461 ns。電流突減時，完全響應時間sink=1.4ms。輸出阻抗更小的線性穩(wěn)壓電路補足了切滿載時瞬態(tài)的這部分能量，又吸收了切空載時多余的能量，增加了變換器輸出側(cè)的穩(wěn)定性。

圖23 脈沖負載變換器動態(tài)響應特性

表3展示了文獻[14]以及本文兩個實驗的脈沖負載變換器性能對比。

表3 脈沖負載變換器性能對比

Tab.3 Pluse load converter performance comparison

與文獻[14]相比，在同等功率等級和電流變化幅度下，本文中變換器動態(tài)響應速度顯著提升，電壓跌落和過沖也大幅減小。而開關(guān)+線性復合結(jié)構(gòu)的變換器與三相交錯并聯(lián)Buck相比，動態(tài)響應時間減少約80.8%，電壓跌落減小了約57%。若想讓Buck變換器達到同樣的響應速度，則會大幅增加控制的難度，同時開關(guān)頻率至少需要提升5倍以上，會帶來較大的開關(guān)損耗。同時，該方案避免了在輸出側(cè)填充大電容，僅采用60mF的貼片電容作為輸出側(cè)儲能電容，能夠減小無源器件的體積和成本，提升了功率密度。但該結(jié)構(gòu)額外引入了線性部分的損耗，與單交錯并聯(lián)Buck變換器帶脈沖負載相比，總體效率降低了3.8%。因此需要進行綜合考慮，在效率和動態(tài)間作合理取舍。

4 結(jié)論

本文針對相控陣雷達發(fā)射機收發(fā)組件的供電應用，提出了一種基于開關(guān)線性復合結(jié)構(gòu)的高頻脈沖負載電源，從輸出阻抗建模的角度分析了開關(guān)和線性電路在負載突變時的動態(tài)性能，并通過所提電路架構(gòu)和系統(tǒng)環(huán)路模型建立了詳盡的并聯(lián)控制模型，其優(yōu)勢在于兼顧了線性電路高帶寬和開關(guān)電路高效率的特點。本文最后搭建了一臺重復頻率50 kHz、突變電流15 A、峰值功率120 W的脈沖負載變換器原理樣機，實驗結(jié)果證明，該架構(gòu)下的脈沖電源能夠有效地跟蹤超快負載切換，相較于所提交錯并聯(lián)Buck變換器，開關(guān)線性復合結(jié)構(gòu)下動態(tài)響應速度提升了5倍，電壓跌落減小了57%，為脈沖重復頻率更高、電流變化率更大的相控陣雷達電源研究奠定了基礎(chǔ)。

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High Speed Switching-Linear Hybrid Followed-Up Pulse Load DC Converter Based on GaN Device

（Jiangsu Key Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion Nanjing University of Aeronautics and Astronautics Nanjing 210016 China）

Active phased array radar is a new type of solid-state radar, which has the characteristics of multi-function, multi-target, and high reliability. Each antenna unit is equipped with a transmitting/receiving module (TR module) in active phased array radar. The TR module operates in pulse load mode, requiring a constant voltage and pulse current. The TR module of phased array radar is characterized by a high pulse current slew rate and a high pulse repetition frequency of more than 20 kHz. It needs high requirements on the load dynamic performance of the pulse power supply.

In order to meet the increasing pulse repetition frequency and pulse current slew rate of the TR module, this paper proposes a switching-linear hybrid method for the application of high-frequency pulse load. The switching-linear parallel system is built based on theoretical analysis. A 1 MHz interleaving parallel synchronous rectifier Buck converter based on the GaN device, and a bidirectional high-speed linear circuit are used in parallel. The method combines high dynamic response speed of the linear circuit and high conversion efficiency of the switching circuit. The power supply performance of a high d/dpulse load is effectively improved without sacrificing the system efficiency and power density.

The switching-linear hybrid structure and parallel control strategy of pulse power supply are proposed. In order to achieve the high load dynamic response speed, the output impedance characteristics of the linear circuit in each spectrum are explained based on the method of device-level modeling. The operational amplifier compensator of the linear circuit is designed specifically, and the bandwidth is configured at 5 MHz. It effectively improves the loop bandwidth of the linear voltage regulator circuit to perform fast power tracking. With the improvement of dynamic performance, the quality of the pulse waveform is improved by the correction of the upper and lower edges of the pulse current. In order to achieve high system efficiency, a wide band gap device: GaN EPC2031, is used to increase the switching frequency to 1 MHz. By increasing the switching frequency, the filter inductance is reduced to 680 nH to efficiently provide the main pulse power at a fast speed. Based on the dynamic loop modeling method of the parallel system, the power ratio of the switching circuit in the whole power system is improved. The linear circuit only operates in the transient load mutation moment, and the switching circuit provides main power during the pulse holding period. In this way, the efficiency of the entire power system is effectively optimized.

Regarding the high-frequency radar pulse load with a repetition frequency of 50 kHz, mutation current of 15 A, and peak power of 120 W, this paper establishes a principle prototype of the pulse power supply with the pulse current rise and fall time within 50 ns. The output voltage drop is less than 5%. Compared with the mentioned interleaving parallel Buck converter, the dynamic response speed is increased 5 times, and the voltage drop is reduced by 57% under the switching-linear hybrid structure. This scheme avoids filling large capacitors on the output side and uses only a 60mF patch capacitor as the energy storage capacitor.

The experimental results show that the pulse power supply based on this architecture can effectively track the ultra-fast load mutation. The volume and cost of the passive components in the pulse load converter are reduced, thus increasing the power density. It can significantly improve the dynamic response capability of the pulse power supply and increase the power supply stability of the pulse load.

Pulse power supply, phased array radar, gallium nitride, dynamic response

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.222390

TM461

國家自然科學基金資助項目（52177181）。

2023-01-03

2023-02-22

樊靖軒 男，1999年生，碩士研究生，研究方向為脈沖負載直流變換器技術(shù)。E-mail: fanjingxuan@nuaa.edu.cn

任小永 男，1979年生，博士，教授，研究方向為高頻/超高頻功率電子變換技術(shù)、寬禁帶器件應用技術(shù)、儲能與控制、無線充電技術(shù)以及高功率密度集成。E-mail: renxy@nuaa.edu.cn（通信作者）

（編輯 陳 誠）