李培 董志勇 郭紅霞 張鳳祁 郭亞鑫 彭治鋼 賀朝會(huì)

1) (西安交通大學(xué)核科學(xué)與技術(shù)學(xué)院,西安 710049)

2) (西北核技術(shù)研究院,強(qiáng)脈沖輻射環(huán)境模擬與效應(yīng)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室,西安 710024)

隨著CMOS 工藝的日益成熟和SiGe 外延技術(shù)水平的不斷提高,SiGe BiCMOS 低噪聲放大器(LNA)廣泛應(yīng)用于空間射頻收發(fā)系統(tǒng)的第一級(jí)模塊.SiGe HBT 作為SiGe BiCMOS LNA 的核心器件,天然具有優(yōu)異的低溫特性、抗總劑量效應(yīng)和抗位移損傷效應(yīng)的能力,然而,其瞬態(tài)電荷收集引起的空間單粒子效應(yīng)是制約其空間應(yīng)用的瓶頸問(wèn)題.本文基于SiGe BiCMOS 工藝低噪聲放大器開展了單粒子效應(yīng)激光微束實(shí)驗(yàn),并定位了激光單粒子效應(yīng)敏感區(qū)域.實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明,SiGe HBT 瞬態(tài)電荷收集是引起 SiGe BiCMOS LNA 單粒子效應(yīng)的主要原因.TCAD 模擬表明,離子在CMOS 區(qū)域入射時(shí),電離徑跡會(huì)越過(guò)深溝槽隔離結(jié)構(gòu),進(jìn)入SiGe HBT 區(qū)域產(chǎn)生電子空穴對(duì)并引起瞬態(tài)電荷收集.ADS 電路模擬分析表明,單粒子脈沖瞬態(tài)電壓在越過(guò)第1 級(jí)與第2 級(jí)之間的電容時(shí),瞬態(tài)電壓峰值驟降,這表明電容在傳遞單粒子效應(yīng)產(chǎn)生的瞬態(tài)脈沖過(guò)程中起著重要作用.本文實(shí)驗(yàn)和模擬工作為SiGe BiCMOS LNA 單粒子效應(yīng)抗輻射設(shè)計(jì)加固提供了技術(shù)支持.

1 引言

隨著光纖通訊、無(wú)線和衛(wèi)星通訊的發(fā)展,SiGe BiCMOS 工藝集成電路在衛(wèi)星通信、GPS 定位導(dǎo)航、軍事雷達(dá)以及無(wú)線局域網(wǎng)和全球衛(wèi)星定位系統(tǒng)等領(lǐng)域得到廣泛應(yīng)用,在空間無(wú)線通訊領(lǐng)域扮演著越來(lái)越重要的角色[1–4].SiGe BiCMOS 電路兼容SiGe 和體硅CMOS 的工藝[2,5],因其優(yōu)異的線性特性和高頻低噪聲性能廣泛應(yīng)用于空間射頻電路系統(tǒng)[6–11].研究表明,SiGe HBT 作為SiGe BiCMOS 低噪聲放大器(LNA)的核心器件,通過(guò)調(diào)節(jié)其基區(qū) Ge 組分梯度能夠有效降低因載流子凍結(jié)而出現(xiàn)“Freeze-out”現(xiàn)象的溫度閾值,實(shí)現(xiàn)器件大跨度的工作溫度范圍[12–16].此外,SiGe HBT器件還天然具有優(yōu)異的抗總劑量和位移損傷效應(yīng)的能力[17–21],這些優(yōu)勢(shì)使得SiGe BiCMOS LNA電路有可能不再需要體硅電子學(xué)系統(tǒng)沉重的保溫裝置,直接應(yīng)用于航天器的殼體外部,從而降低發(fā)射成本并擴(kuò)展遠(yuǎn)程控制功能[22,23].然而研究表明,SiGe BiCMOS 電路對(duì)空間單粒子效應(yīng)非常敏感,表現(xiàn)出不同于體硅工藝的復(fù)雜電荷收集機(jī)制[24–27].本文針對(duì)SiGe BiCMOS LNA 芯片開展了單粒子效應(yīng)的TCAD 數(shù)值模擬,ADS 電路模擬與激光微束實(shí)驗(yàn),實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明,SiGe HBT 是SiGe BiCMOS LNA 電路中單粒子效應(yīng)的敏感區(qū)域,在直流和交流條件下,低噪聲放大器對(duì)單粒子效應(yīng)非常敏感,表現(xiàn)出不同于單個(gè)SiGe HBT 器件的復(fù)雜電荷收集機(jī)制.TCAD 數(shù)值模擬結(jié)果表明,SiGe BiCMOS結(jié)構(gòu)中,單粒子在CMOS 區(qū)域呈角度入射時(shí)會(huì)引起SiGe HBT 集電極的電荷收集現(xiàn)象.ADS 電路模擬表明,在單粒子效應(yīng)導(dǎo)致的瞬態(tài)電壓越過(guò)第1 級(jí)與第2 級(jí)之間的電容時(shí),瞬態(tài)電壓峰值驟降,表明電容在傳遞單粒子效應(yīng)產(chǎn)生的瞬態(tài)脈沖過(guò)程中起著重要作用.

2 單粒子效應(yīng)數(shù)值模擬

2.1 器件級(jí)數(shù)值模擬

基于TCAD 模擬軟件Sentaurus Sprocess 對(duì)低噪聲放大器進(jìn)行工藝建模.如圖1 所示,器件結(jié)構(gòu)從左至右分別是SiGe HBT,NMOS,PMOS,模型底部為襯底電極.BAG 工藝被采用,SiGe HBT與CMOS 器件的摻雜、離子注入、退火等工藝參數(shù)參考TCAD 例程中的相關(guān)數(shù)據(jù).SiGe HBT 發(fā)射極尺寸約為0.26 μm,CMOS 柵長(zhǎng)為0.18 μm.SiGe HBT 與CMOS 之間深槽底部距表面為8 μm,起到隔離襯底噪聲耦合的作用[28–30].通過(guò)Sdevice 與Svisual 模塊對(duì)HBT 的Gummel 特性以及CMOS的輸入輸出特性進(jìn)行了驗(yàn)證.SiGe HBT 單粒子效應(yīng)研究表明,集電極/襯底結(jié)(C/S 結(jié))反偏是最劣偏置條件,因此設(shè)置襯底反偏(Substrate=–3 V,其余電極為0 V)作為偏置條件[31–33].Sdevice 模塊可提供Heavy Ion 模型,可用于仿真單粒子效應(yīng)的過(guò)剩載流子產(chǎn)生.該模型計(jì)算沿離子軌道軸分布的電子-空穴對(duì)生成率,通過(guò)求解載流子連續(xù)性方程和泊松方程,開展重離子入射半導(dǎo)體器件的數(shù)值模擬[34–37].(1)式表示電離徑跡與入射點(diǎn)距離為l(l小于電離徑跡總長(zhǎng)度lmax) 的位置的電子空穴對(duì)產(chǎn)生率:

圖1 TCAD 建立的2D 模型Fig.1.2D model by TCAD.

式中,GLET(l) 是線性能量傳遞(LET)的生成密度(單位為pairs·cm–3),其值在Sdevice 中通過(guò)關(guān)鍵詞LET_f 的設(shè)置以及文件中相關(guān)默認(rèn)參數(shù)計(jì)算得出;R(w,l)和T(t) 分別是載流子生成率隨空間和時(shí)間變化的函數(shù).在文中,載流子隨空間的分布既可遵循指數(shù)函數(shù)也可遵循高斯函數(shù),本文選用高斯分布;載流子隨時(shí)間的分布T(t) 也遵循高斯分布[37–40].

當(dāng)離子在不同位置呈不同角度入射時(shí),電離徑跡也會(huì)相應(yīng)地發(fā)生變化.在TCAD 模擬中,集電極瞬態(tài)電流呈正值,襯底呈負(fù)值,基極與發(fā)射極一般情況下在0 值上下波動(dòng).本文統(tǒng)計(jì)了集電極瞬態(tài)電流峰值,數(shù)據(jù)如圖2(a)所示.離子在SiGe HBT 區(qū)域垂直入射時(shí),由“漏斗效應(yīng)”產(chǎn)生的電子空穴對(duì)在偏置電壓的作用下向電極迅速漂移,空穴向襯底輸運(yùn),電子則被掃向集電區(qū)域,導(dǎo)致集電極瞬態(tài)電流較大.離子在SiGe HBT 區(qū)域垂直入射時(shí),深溝槽隔離結(jié)構(gòu)對(duì)載流子輸運(yùn)的抑制作用減小了對(duì)SiGe HBT 集電極電荷收集的影響,因此峰值遠(yuǎn)低于在HBT 區(qū)域入射.當(dāng)離子呈角度入射時(shí),如圖1 所示,在CMOS 區(qū)域入射時(shí)電離徑跡穿過(guò)深溝槽隔離結(jié)構(gòu),在SiGe HBT 區(qū)域產(chǎn)生的電子空穴對(duì),這部分電子空穴對(duì)會(huì)引起集電極的瞬態(tài)電流,最大值約為0.26 mA;在SiGe HBT 發(fā)射極呈角度入射時(shí),引發(fā)的集電極瞬態(tài)電流峰值依舊最大,約為0.83 mA.當(dāng)離子在CMOS 區(qū)域呈角度入射時(shí),最右側(cè)PMOS 漏極區(qū)域電流值較大,故在此處改變?nèi)肷浣嵌炔⒃?°—85°內(nèi)進(jìn)行模擬.如圖2(b)所示,隨著入射角逐漸增大,集電極瞬態(tài)電流峰值先增大后減小.入射角為5°時(shí),由于電離徑跡經(jīng)過(guò)SiGe HBT 有源區(qū),單粒子效應(yīng)產(chǎn)生的電子易于被集電極收集,導(dǎo)致集電極瞬態(tài)電流峰值較高,約為0.348 mA.其余入射角中,40°時(shí)集電極瞬態(tài)電流峰值最高,約為0.265 mA.除入射角為5°以外,集電極瞬態(tài)電流峰值的變化與電離徑跡在SiGe HBT區(qū)域的變化一致.入射角大于60°時(shí),電離徑跡在SiGe HBT 區(qū)域基本無(wú)分布,瞬態(tài)電流峰值也幾乎為零.

圖2 SiGe HBT 集電極瞬態(tài)電流(a) 垂直與45°;(b) 5°—85°Fig.2.SiGe HBT transient collector currents: (a) Vertical and 45°;(b) 5°–85°.

通過(guò)在不同位置進(jìn)行重離子輻照模擬,分別呈垂直和角度入射,并統(tǒng)計(jì)入射瞬間集電極的瞬態(tài)電流數(shù)據(jù).數(shù)據(jù)均表明在SiGe HBT 區(qū)域入射時(shí),集電極瞬態(tài)電流峰值較大,表現(xiàn)出敏感的單粒子效應(yīng).相比之下,從CMOS 區(qū)域入射引起的集電極瞬態(tài)電流在垂直入射時(shí)較小,而呈角度入射時(shí)集電極瞬態(tài)電流峰值有所提高.除5°入射角外,隨著入射角的增大,集電極瞬態(tài)電流峰值先增加后減小.其中在PMOS 漏極最右側(cè)呈40°入射時(shí)表現(xiàn)出較高的單粒子瞬態(tài)電流.

2.2 SiGe BiCMOS LNA 電路模擬

基于ADS (Advanced Design System)軟件模擬SiGe BiCMOS LNA 電路.該電路采用cascode結(jié)構(gòu),并在M1 和M4 的源極處添加電感作為負(fù)反饋.為了模擬SiGe HBT 在不同位置產(chǎn)生單粒子效應(yīng)對(duì)電路各節(jié)點(diǎn)電壓的影響,將Sentaurus TCAD仿真得到的瞬態(tài)電流時(shí)域信號(hào)以電流源的形式加載到ADS 仿真電路中,并記錄各節(jié)點(diǎn)的電壓情況進(jìn)行分析.如圖3 所示,正極性信號(hào)經(jīng)過(guò)M1 進(jìn)行反向放大以及MOS 管的源極跟隨在輸出支路產(chǎn)生負(fù)極性信號(hào).另外一支路中,通過(guò)M4 進(jìn)行反向放大,在輸出端同樣產(chǎn)生負(fù)極性信號(hào).最終,有用信號(hào)為這兩個(gè)效應(yīng)的相互疊加[41].這種設(shè)計(jì)可以實(shí)現(xiàn)信號(hào)的放大和反相輸出,是常見的LNA(低噪聲放大器)電路結(jié)構(gòu).通過(guò)模擬和分析SiGe HBT在不同位置產(chǎn)生單粒子效應(yīng)對(duì)電路各節(jié)點(diǎn)電壓的影響,評(píng)估并改進(jìn)電路的性能和穩(wěn)定性.

圖3 SiGe BiCMOS LNA 仿真電路圖Fig.3.Simulation schematic of SiGe BiCMOS LNA.

SiGe BiCMOS LNA 仿真電路的S參數(shù)如圖4(a)所示,在頻率點(diǎn)1.55 GHz,S11與S22最低可降低至–40 dB 以下,S21為20.14 dB.噪聲系數(shù)見圖4(b),在1.4—1.7 GHz 頻率內(nèi)均低于2 dB.

圖4 S 參數(shù)與噪聲系數(shù)仿真結(jié)果(a) S 參數(shù) ;(b)輸出端噪聲系數(shù)Fig.4.Simulated results of S-parameters and noise figure:(a) S-parameters;(b) noise figure of output.

在仿真中,將瞬態(tài)電流作為電流源添加到圖3所示的①—④號(hào)位置,模擬了SiGe HBT 在M1—M4 管發(fā)生單粒子效應(yīng)時(shí)集電極的瞬態(tài)電流,并記錄和分析了單管和多管產(chǎn)生單粒子效應(yīng)時(shí)各節(jié)點(diǎn)電壓的變化.然而,不同的LNA 電路結(jié)構(gòu)、不同的SiGe HBT 入射條件以及LNA 輸入信號(hào)振幅大小都會(huì)對(duì)結(jié)果產(chǎn)生影響.因此,這里僅對(duì)當(dāng)前數(shù)據(jù)進(jìn)行定性分析.仿真結(jié)果顯示,在脈沖電壓通過(guò)第一級(jí)與第二級(jí)之間的電容Cc時(shí),瞬態(tài)電壓峰值顯著降低.而當(dāng)通過(guò)輸出匹配電路中的電容Cout時(shí),瞬態(tài)電壓峰值有所增大.共射管產(chǎn)生的單粒子效應(yīng)比共基管更顯著,而且瞬態(tài)電壓持續(xù)時(shí)間更長(zhǎng).當(dāng)4 個(gè)位置同時(shí)添加單粒子效應(yīng)時(shí),輸出端的瞬態(tài)電壓峰值最高,但瞬態(tài)電壓持續(xù)時(shí)間明顯縮短.此外,在晶體管添加單粒子效應(yīng)時(shí),輸入支路也會(huì)產(chǎn)生瞬態(tài)電壓,從而影響到輸入端口.綜上所述,仿真結(jié)果表明,在SiGe BiCMOS LNA 電路中,電容在傳遞單粒子效應(yīng)產(chǎn)生的瞬態(tài)脈沖上起著重要作用,特別是第1 級(jí)與第2 級(jí)之間的電容兩端,其瞬態(tài)電壓變化明顯.

3 實(shí) 驗(yàn)

3.1 實(shí)驗(yàn)樣品

實(shí)驗(yàn)樣品采用西南集成研制的SiGe BiCMOS工藝低噪聲放大器XND1108IE,這款芯片是廣泛用于GNSS 導(dǎo)航領(lǐng)域的高性價(jià)比LNA[42].實(shí)驗(yàn)前需通過(guò)化學(xué)腐蝕方法去除被測(cè)器件正面封裝使管芯裸露,然后利用直徑為1.4 μm 的微束光斑在器件版圖中沿著金屬布線間隙均勻入射,以確保脈沖激光能夠照射到器件靈敏區(qū)域內(nèi)并實(shí)現(xiàn)減少脈沖激光能量衰減.圖5(a)為芯片開蓋后的概貌圖,芯片采用DFN6 L 封裝并引出6 個(gè)引腳,紅框內(nèi)的區(qū)域?yàn)镾iGe HBT 器件的有源區(qū)域,采用叉指工藝引出SiGe HBT 電極與其他器件的接觸.該芯片適用于1170—1620 MHz 頻段的信號(hào)接收,工作電壓范圍為1.5—3.6 V,工作電流為4.7 mA.在高頻網(wǎng)絡(luò)中,等效電壓和電流以及相關(guān)的阻抗和導(dǎo)納參數(shù)難以測(cè)量,矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀則能夠測(cè)量單端口或雙端口射頻網(wǎng)絡(luò)的幅值和相位,并通過(guò)相應(yīng)的計(jì)算獲得端口反射波和入射波的特征.測(cè)試所用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀(創(chuàng)遠(yuǎn)儀器T5260C)頻率范圍為300 kHz—8.5 GHz,最大輸出功率范圍為–50—10 dBm,可以達(dá)到XND1108IE 的測(cè)試條件.圖5(b)為XND 1108IE 低噪聲放大器的S參數(shù)測(cè)試結(jié)果,該結(jié)果與器件手冊(cè)所示的S參數(shù)較為一致,說(shuō)明化學(xué)腐蝕正面封裝不影響LNA 樣品的電學(xué)特性.

圖5 XND1108IE(a)概貌圖;(b) S 參數(shù)測(cè)試結(jié)果Fig.5.XND1108IE: (a) Micrograph;(b) measured S-parameters.

為保障高頻信號(hào)的穩(wěn)定傳輸,實(shí)驗(yàn)采用與XND1108IE LNA 配套的評(píng)估板開展激光單粒子輻照實(shí)驗(yàn),測(cè)試板輸入輸出均為SMA 接口.圖6(a)為激光實(shí)驗(yàn)的測(cè)試電路實(shí)物圖,該電路由核心器件SiGe HBT、匹配電路和偏置電路組成.圖6(b)為測(cè)試電路圖,當(dāng)EN ABLE 端口默認(rèn)懸空上拉到電源電壓時(shí),電路工作,接地則關(guān)斷.C1 為退耦電容,退耦電容由1 μF 與100 pF 并聯(lián)使用;L1 為匹配電感,9.5 nH 配置適用于1.17—1.62 G 寬帶應(yīng)用,9.1 nH 配置適用于L1 頻段窄帶應(yīng)用.PIN1為RFGND,應(yīng)用時(shí)應(yīng)盡可能地減小PIN1 PCB版上寄生電阻和電感.

圖6 評(píng)估板與原理圖(a) XND1108IE 評(píng)估板;(b)評(píng)估板原理圖Fig.6.Evaluation board and schematic: (a) Evaluation board of XND1108IE;(b) schematic of the evaluation board.

3.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與討論

實(shí)驗(yàn)在西北核技術(shù)研究所脈沖激光單粒子效應(yīng)實(shí)驗(yàn)平臺(tái)進(jìn)行,激光裝置主要由Nd:YAG皮秒激光器(PL2210)、聚焦定位系統(tǒng)、控制計(jì)算機(jī)、機(jī)械隔振光學(xué)平臺(tái)等組成,激光波長(zhǎng)可選擇1064/532 nm.本次采用1064 nm 波長(zhǎng)的脈沖激光,使用100 倍放大倍數(shù)的聚焦單元物鏡,光斑直徑為1.4 μm[43].輻照過(guò)程中,DC 條件VCC 設(shè)置為1.8 V,GND 接地,RF_IN 無(wú)輸入.當(dāng)激光垂直入射樣品芯片時(shí),從較小的能量(1 nJ)開始輻照芯片,當(dāng)激光能量達(dá)到3 nJ時(shí),在示波器中觀測(cè)到了LNA 輸出信號(hào)的瞬態(tài)電壓.之后采用5 nJ 的激光能量均勻入射樣品器件,確定了敏感區(qū)域大致范圍,并在DC 條件下對(duì)一敏感點(diǎn)以不同能量的激光入射,以及敏感區(qū)域的密集入射.對(duì)于AC 條件下的激光模擬實(shí)驗(yàn),VCC 設(shè)置為1.8 V,GND 接地,RF_IN 使用信號(hào)發(fā)生器接入1200 MHz,–30 dB 的正弦信號(hào).與直流偏置條件下的激光輻照步驟一致,分別進(jìn)行了不同能量的單發(fā)激光脈沖輻照.為了順利捕捉瞬態(tài)電壓信號(hào),實(shí)驗(yàn)采用高速示波器(Tektronix DPO 71604)通過(guò)50 Ω 的同軸電纜與輸出端RF_OUT 信號(hào)相連進(jìn)行捕捉,示波器采樣頻率為50 GHz,阻抗匹配為50 Ω.

電壓信號(hào)被高速示波器捕捉到后,通過(guò)除以50 Ω 的阻抗得到電流信號(hào).如圖7(a)所示,在DC 條件下,對(duì)樣品的同一位置進(jìn)行不同能量的激光入射,得到RF_OUT 端瞬態(tài)電流隨時(shí)間的變化.激光入射器件后產(chǎn)生電子空穴對(duì),因電子的遷移率普遍高于空穴,故電子率先到達(dá)RF_OUT端,產(chǎn)生一個(gè)負(fù)向的峰,脈沖寬度約為0.3 ns;接著空穴到達(dá),產(chǎn)生正向峰;當(dāng)激光能量增大時(shí),產(chǎn)生的電子空穴對(duì)數(shù)量增加,兩個(gè)峰的電流絕對(duì)值隨之升高,瞬態(tài)電流逐漸恢復(fù)正常所需時(shí)間也隨之增長(zhǎng).

圖7 不同能量激光入射時(shí)RF_OUT 端時(shí)域瞬態(tài)電流(a) DC 條件;(b) AC 條件Fig.7.RF_OUT time-domain transient currents with different laser energy: (a) DC conditions;(b) AC conditions.

如圖8 概貌圖所示,SiGe HBT 有源區(qū)域采用叉指工藝,將SiGe HBT 電極與電感等器件接觸.脈沖激光通過(guò)縫隙入射到SiGe HBT 表面,從而在電路中產(chǎn)生單粒子效應(yīng).在直流工作條件下,首先在不同位置使用5 nJ 激光進(jìn)行入射,觀察到當(dāng)激光脈沖通過(guò)縫隙達(dá)到SiGe HBT 叉指電極結(jié)構(gòu)區(qū)域時(shí),器件表現(xiàn)出顯著的單粒子電荷收集效應(yīng).

圖8 密集入射區(qū)域以及該區(qū)域瞬態(tài)電流峰值分布圖Fig.8.Area of dense incidence and the distribution of transient current peaks in the dense incident area.

如圖7(b)所示,低噪聲放大器工作在交流條件下時(shí),激光單粒子瞬態(tài)電流表現(xiàn)出一個(gè)下降峰緊跟著一個(gè)上升峰,且電流絕對(duì)值同樣隨著能量的增加而升高,之后信號(hào)逐漸恢復(fù)正常.相較于直流條件,AC 條件下的單粒子效應(yīng)脈沖電流觸發(fā)時(shí)間與脈沖寬度更加一致,下降的脈沖寬度大約為0.2 ns,能量越高,恢復(fù)時(shí)間越長(zhǎng).通過(guò)比較DC 與AC 條件下入射能量相同時(shí)瞬態(tài)電流峰值的差值,可以得到AC 條件下激光單粒子效應(yīng)更加敏感.如圖9 所示,大部能量點(diǎn)分表現(xiàn)出AC 條件下瞬態(tài)電流峰值更大.

圖9 激光能量相同時(shí)兩種工作條件下峰值的比較Fig.9.Comparison of peak transient current under two operating conditions with the same laser energy.

入射能量在75 nJ 及以上時(shí),如圖10 所示,交流條件下的激光單粒子實(shí)驗(yàn)還觀察到一個(gè)值得關(guān)注的現(xiàn)象.當(dāng)激光能量較高時(shí),輸出端口信號(hào)出現(xiàn)瞬態(tài)波形并恢復(fù)后會(huì)出現(xiàn)信號(hào)逐漸衰減的現(xiàn)象,其衰減程度隨著激光能量的增大而減弱.對(duì)交流條件下的數(shù)據(jù)進(jìn)行快速傅里葉變換,通過(guò)將時(shí)域的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)化為頻域的數(shù)據(jù)得到了功率譜密度,如圖11 所示.可以看出,在1.2 GHz 頻率處觀察到峰值,能量較低時(shí)峰值均約為–120 dB.當(dāng)能量再升高時(shí),與圖10 中的現(xiàn)象相呼應(yīng),功率譜密度峰值有所減弱,減弱程度也有所不同.在后續(xù)測(cè)試中,芯片仍正常工作.這種現(xiàn)象可能是由瞬態(tài)電流經(jīng)過(guò)內(nèi)部電路器件的分壓造成,使得非輸出路徑的分壓增大,輸出電壓降低.

圖10 AC 條件下激光能量較高時(shí)的瞬態(tài)電壓隨時(shí)間的變化Fig.10.Transient voltage with time at high laser energies under AC conditions.

圖11 AC 條件下不同能量激光入射時(shí)功率譜密度隨頻率的變化Fig.11.Variation of power spectral density with frequency of laser incident with different energies under AC conditions.

本文針對(duì)SiGe BiCMOS 工藝低噪聲放大器開展了其單粒子效應(yīng)的激光微束實(shí)驗(yàn)以及器件、電路級(jí)模擬,后續(xù)將進(jìn)一步開展SiGe BiCMOS 工藝低噪聲放大器的抗輻射加固技術(shù)研究.在抗輻射加固技術(shù)中,通常采用性價(jià)比較高的抗輻射設(shè)計(jì)加固方法.目前已有研究針對(duì)分立SiGe HBT 進(jìn)行了抗輻射加固設(shè)計(jì)研究,其中器件級(jí)加固方法包括C-B-E SiGe HBT 結(jié)構(gòu)以及反模級(jí)聯(lián)SiGe HBT結(jié)構(gòu)[24,26,44].版圖級(jí)加固方法則在P 襯底和N+保護(hù)環(huán)之間增加一反向偏置的PN 結(jié)來(lái)進(jìn)行單粒子效應(yīng)加固[45,46].低噪聲放大器是模擬電路,更便于進(jìn)行器件級(jí)與版圖級(jí)抗輻射加固設(shè)計(jì),但SiGe BiCMOS 電路的單粒子效應(yīng)機(jī)理以及加固設(shè)計(jì)研究相對(duì)較少.本文后續(xù)將基于已有研究基礎(chǔ),進(jìn)一步探索SiGe BiCMOS LNA 的抗輻射設(shè)計(jì)加固方法.

4 結(jié)論

針對(duì)SiGe BiCMOS 低噪聲放大器開展單粒子效應(yīng)激光微束實(shí)驗(yàn),進(jìn)行SiGe BiCMOS 電路單元的TCAD 數(shù)值模擬仿真以及SiGe BiCMOS LNA電路的ADS 電路模擬仿真,探討SiGe BiCMOS LNA 電路及其SiGe HBT 器件的空間單粒子效應(yīng)機(jī)理.實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明,低噪聲放大器的單粒子效應(yīng)敏感區(qū)域在SiGe HBT 區(qū)域,輸出端瞬態(tài)電流峰值隨著激光能量的增加而增大.同時(shí),在交流條件下,低噪聲放大器單粒子效應(yīng)更加敏感,在激光能量較高時(shí)出現(xiàn)了輸出信號(hào)在恢復(fù)后減弱甚至消失的現(xiàn)象,該現(xiàn)象可能由瞬態(tài)電流經(jīng)過(guò)內(nèi)部電路器件的分壓造成,使得非輸出路徑的分壓增大,輸出電壓降低.相比于SiGe HBT 分立器件,SiGe BiCMOS電路的單粒子效應(yīng)電荷收集機(jī)制更為復(fù)雜.本文SiGe BiCMOS 低噪聲放大器單粒子效應(yīng)激光微束實(shí)驗(yàn)以及器件和電路級(jí)模擬,為進(jìn)一步開展其抗輻射加固設(shè)計(jì)提供了技術(shù)支持.

感謝西北核技術(shù)研究院給予的激光輻照實(shí)驗(yàn)指導(dǎo)和幫助.