胡文華，丁文斌，尚 碩，杜家輝，張 殷

(華東交通大學(xué) 電氣與自動(dòng)化工程學(xué)院，江西 南昌 330013)

0 引言

近年來，電力行業(yè)發(fā)展迅速，級聯(lián)H橋(CHB)多電平逆變器因?yàn)闊o須考慮串聯(lián)均壓的問題，便于進(jìn)行模塊化，輸出電壓較高，在高壓大功率變換和汽車等領(lǐng)域有著廣闊的發(fā)展前景[1-3].混合級聯(lián)H橋逆變器[4]在級聯(lián)單元個(gè)數(shù)相同的情況下，可以比傳統(tǒng)H橋逆變器輸出更高質(zhì)量的電能，而且在電平數(shù)一定前提下，開關(guān)管器件使用少，從而對生產(chǎn)成本進(jìn)行了降低.

針對混合多電平H橋逆變器拓?fù)鋪碚f，提出調(diào)制策略很關(guān)鍵，好的調(diào)制策略不僅可以得到高質(zhì)量的電能而且方便設(shè)計(jì)濾波裝置，經(jīng)濟(jì)效益高.

脈寬調(diào)制根據(jù)開關(guān)頻率不同主要分為3種，分別是低頻調(diào)制、高頻調(diào)制[5]和混合頻率調(diào)制[6].高頻調(diào)制又有空間矢量調(diào)制[7]、移幅調(diào)制[8-9]和移相調(diào)制[10]3種，其諧波性能好，但開關(guān)損耗較高.低頻調(diào)制主要有階梯波合成法、特定諧波消除法[11]兩種，其開關(guān)器件頻率低、損耗較小，但電能質(zhì)量較差.混合頻率調(diào)制融合了上述兩種調(diào)制的優(yōu)點(diǎn)，兼具器件損耗低和電壓質(zhì)量高的特點(diǎn).因?yàn)楦鱄橋單元之間輸入電壓不同，級聯(lián)下的電流大小相同，這就會導(dǎo)致輸出功率不等，對電源損害較大.所以確保各H橋單元之間功率均衡有一定的現(xiàn)實(shí)意義.

文獻(xiàn)[12]對直流比為1∶2的混合逆變器提出了一種調(diào)制策略，使得高低壓部開關(guān)管分別工作在基頻和高頻下，輸出了高質(zhì)量電能，但有電流倒灌的現(xiàn)象.對此文獻(xiàn)[13]提出了一種單極倍頻的調(diào)制方法，對脈沖進(jìn)行一定的邏輯組合，完美地解決了電流倒灌的問題.文獻(xiàn)[14]提出了一種針對混合級聯(lián)七電平逆變器的調(diào)制策略，高壓和低壓部分的開關(guān)管在不同的頻率信號下一起配合進(jìn)行工作，提高了電壓波形的質(zhì)量，但其存在電流倒灌的問題.文獻(xiàn)[15]對脈沖進(jìn)行邏輯組合與運(yùn)算，使電流倒灌的問題得到了解決.文獻(xiàn)[16]對模塊之間的功率不平衡的問題，提出了一種基于零序電壓補(bǔ)償?shù)目刂撇呗?，使得所有模塊輸出了相同的有功功率.文獻(xiàn)[17]提出了新的零序分量注入法，使得七電平級聯(lián)H橋相間功率達(dá)到均衡.

本文研究了直流電壓源為1∶1∶2∶2的四單元混合級聯(lián)H橋十三電平逆變器，通過重構(gòu)載波同相層疊(PD)調(diào)制策略的三角載波使得2個(gè)低壓單元之間自均衡，并進(jìn)一步對高壓進(jìn)行1/4周期脈沖互換，實(shí)現(xiàn)了高低壓兩兩單元的功率均衡.

1 拓?fù)浼罢{(diào)制策略

1.1 拓?fù)?/h3>

圖1所示為4個(gè)H橋單元級聯(lián)組成的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，其中H1、H2是高壓單元；L1、L2是低壓單元.Q、S分別表示H1、H2、L1、L2單元的功率開關(guān)器件.uL1、uL2分別為L1、L2兩個(gè)低壓H橋單元的輸出電壓，uH1和uH2分別為第1個(gè)和第2個(gè)高壓H橋單元的輸出電壓，負(fù)載側(cè)電流由i0表示，輸出相電壓uAN與各個(gè)單元輸出電壓之間滿足以下關(guān)系式：

圖1 4個(gè)H橋單元級聯(lián)組成的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topologlcal structure composed of four cascaded H-bridege units

uAN=uH1+uH2+uL1+uL2.

(1)

1.2 傳統(tǒng)的混合調(diào)制方法

圖2為傳統(tǒng)混合調(diào)制原理圖，在高壓部分采取階梯波調(diào)制，得到的方波幅值為2E，2個(gè)高壓部分工作在基頻下，開關(guān)損耗較小，2個(gè)低壓部分采用的是載波層疊調(diào)制.vnl為高壓單元H1和H2的正弦調(diào)制波，H1單元的驅(qū)動(dòng)信號可由其與vb和vc比較得到，H2單元的驅(qū)動(dòng)信號可由其與va和vd比較得到.vn2為低壓單元的調(diào)制波，由vnl減去高壓兩單元輸出電壓uH1與uH2得到，其中低壓部分調(diào)制波vn2表達(dá)式為：

(2)

圖2 傳統(tǒng)混合調(diào)制原理圖Fig.2 Schematic diagram of traditional hybrid modulation

當(dāng)vn2>v1時(shí)，L2輸出電壓大小為E，當(dāng)vn2v2時(shí)，L1輸出電壓大小為E，當(dāng)vn2

高低壓兩兩單元的電壓基波幅值不同，它們輸出的功率并不均衡，這會導(dǎo)致逆變器的電壓利用率不一致，充放電不平衡，影響系統(tǒng)的使用穩(wěn)定性和壽命.如果要解決功率不均衡的問題，就要采用載波互換或脈沖分配等控制技術(shù)進(jìn)行解決.為此提出改進(jìn)的混合調(diào)制方法.

1.3 改進(jìn)的混合調(diào)制方法

圖3為改進(jìn)混合調(diào)制原理圖，vn1為高壓單元H1和H2的正弦調(diào)制波，其數(shù)學(xué)關(guān)系式為：

圖3 改進(jìn)混合調(diào)制原理圖Fig.3 Schematic diagram of improved hybrid modulation

vn1=6Emsinwt，

(3)

式中，m為幅值調(diào)制.

改進(jìn)的高壓調(diào)制方法和傳統(tǒng)方法相同，都是工作在基波頻率.有所區(qū)別的是，低壓部分的調(diào)制采用載波重構(gòu)的方法，L1載波信號為v2和v3，L2載波信號為v1和v4，4個(gè)載波的幅值和頻率相同，上下2個(gè)載波進(jìn)行了部分變換，使得低壓單元的開關(guān)次數(shù)和開關(guān)損耗進(jìn)行了平均分配，輸出電壓基波幅值一樣.改進(jìn)調(diào)制方法可實(shí)現(xiàn)2個(gè)低壓單元功率自均衡.

1.4 高壓單元功率均衡方法

四單元H橋逆變器之間級聯(lián)構(gòu)成回路，流過的電流大小相等，但是在一個(gè)周期內(nèi)高壓單元的電壓基波幅值各不相同，因此，在載波重構(gòu)下2個(gè)低壓單元輸出功率相同的基礎(chǔ)上，提出了一種高壓單元功率均衡的策略，即通過交換脈沖實(shí)現(xiàn)功率均衡，調(diào)制原理如圖4所示.

圖4 高壓單元功率均衡方法Fig.4 High voltage unit power equalization method

(4)

(5)

2 仿真驗(yàn)證

為了驗(yàn)證改進(jìn)型調(diào)制策略及功率均衡方法的正確性，利用Matlab 2018進(jìn)行了四單元H橋逆變器的仿真.仿真參數(shù)如表1所示，輸入電壓100 V，載波頻率5 000 Hz，調(diào)制波頻率50 Hz，電阻20 Ω，電感2 mH，選用IGBT為IXGH1260B.

表1 仿真參數(shù)

采用改進(jìn)調(diào)制策略及功率均衡方法，在頻率調(diào)制比m為0.3、0.6和0.9時(shí)，四單元H橋逆變器輸出電壓波形如圖5所示.隨著調(diào)制比的增加，四單元H橋逆變器的2個(gè)高壓單元的輸出從零電平到三電平變成了五電平，然后保持不變，2個(gè)低壓單元的輸出波形一直是五電平，但輸出相電壓從五電平逐漸變?yōu)榫烹娖阶詈笸瓿闪说绞娖降霓D(zhuǎn)變.

圖5 逆變器輸出電壓波形Fig.5 The output voltage waveform of the inverter

圖6為頻率調(diào)制比m為0.3、0.6、0.9時(shí)，4個(gè)單元的功率波形，在改進(jìn)調(diào)制下，當(dāng)調(diào)制比m=0.3時(shí)，pH1和pH2一個(gè)周期內(nèi)的平均值都為0 W；pL1和pL2一個(gè)周期內(nèi)的平均值分別為pL1=166.9 W和pL2=166.9 W.在m=0.6條件下，pH1=380.8 W、pH2=380.8 W、pL1=266.6 W和pL2=266.6 W.在ma=0.9條件下，pH1=1 100 W、pH2=1 100 W、pL1=357.1 W和pL2=357 W.

圖6 改進(jìn)混合調(diào)制方法下的瞬時(shí)波形Fig.6 Instantaneous waveform under improved hybrid modulation method

圖7為頻率調(diào)制比為0.3、0.6和0.9時(shí)逆變器輸出相電壓頻譜圖，可見隨著調(diào)制比的增大，輸出相電壓的THD分別為33.47%，16.71%，10.76%，在不斷地減小，逆變器輸出電壓的諧波主要分布在載波頻率fs=5 kHz的n(n=1，2，…)倍及其附近，符合移幅調(diào)制的一般規(guī)律.

圖7 改進(jìn)策略下逆變器輸出電壓頻譜Fig.7 Frequency spectrum of inverter output voltage under improved strategy

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了對本文所提改進(jìn)調(diào)制策略及功率均衡方法的準(zhǔn)確性和切實(shí)性進(jìn)行驗(yàn)證，搭建了一個(gè)四單元H橋逆變器實(shí)驗(yàn)平臺如圖8所示，主要參數(shù)如表2所示.

表2 實(shí)驗(yàn)參數(shù)

圖8 實(shí)驗(yàn)平臺Fig.8 Experiment platform

圖9給出了在改進(jìn)調(diào)制策略下，m=0.9時(shí)逆變器的高低壓單元電壓波形和相電壓波形及其頻譜圖.相電壓為十三電平.從圖9(b) 可知，輸出相電壓中諧波主要分布在fc附近，與仿真輸出頻譜一致.

圖9 m=0.9時(shí)逆變器電壓波形及頻譜圖Fig.9 Inverter voltage waveform and frequency spectrum when m=0.9

圖10給出了在頻率調(diào)制比m為0.9時(shí)，4個(gè)單元的輸出電壓、電流和瞬時(shí)功率波形.從圖中可以看出，2個(gè)低壓單元功率自均衡.證明了這種功率均衡策略的有效性.而2個(gè)高壓單元在采用了脈沖互換的方法后瞬時(shí)功率波形在半個(gè)輸出電壓周期內(nèi)基本對稱，也達(dá)到了功率均衡.以頻率調(diào)制比0.9為例，2個(gè)高壓單元H1和H2開關(guān)損耗為0.26 W和0.24 W，2個(gè)低壓單元L1、L2的開關(guān)損耗分別為3.8 W、3.5 W，開關(guān)損耗基本相等.

圖10 m=0.9時(shí)的功率波形Fig.10 Power waveform when m=0.9

4 結(jié)論

1)提出的改進(jìn)的調(diào)制策略能夠?qū)崿F(xiàn)2個(gè)低壓單元的功率自均衡，在改進(jìn)的調(diào)制策略基礎(chǔ)上，通過交換1/4輸出電壓周期驅(qū)動(dòng)脈沖，使得在一個(gè)輸出電壓周期內(nèi)實(shí)現(xiàn)了高壓單元功率均衡.

2)對于本文所提的改進(jìn)調(diào)制策略，優(yōu)化了全調(diào)制度下相電壓的THD，而且也在全調(diào)制度下實(shí)現(xiàn)了高低壓兩兩單元之間的功率均衡.