耿占權(quán), 邢 玥

(1. 中國(guó)中鐵電氣化局集團(tuán)有限公司 城鐵公司, 北京 100007; 2. 中國(guó)中鐵電氣化局集團(tuán)有限公司 設(shè)計(jì)研究院, 北京 100000)

在電力領(lǐng)域不斷發(fā)展的過(guò)程中,級(jí)聯(lián)H橋(CHB)逆變器無(wú)需注意串聯(lián)時(shí)開(kāi)關(guān)器件的均壓?jiǎn)栴},開(kāi)關(guān)電壓應(yīng)力較小,提高了電壓輸出的質(zhì)量,便于進(jìn)行模塊化生產(chǎn),廣泛地應(yīng)用于高壓大功率傳動(dòng)系統(tǒng)和電動(dòng)汽車等領(lǐng)域[1].

目前H橋的調(diào)制策略一般分為低頻調(diào)制和高頻調(diào)制兩種.低頻調(diào)制主要有階梯波合成法和特定諧波消除法兩種,具有開(kāi)關(guān)器件損耗低,但電能質(zhì)量較差的特點(diǎn).高頻調(diào)制對(duì)應(yīng)的有空間矢量調(diào)制、載波移相和載波移幅調(diào)制[2-3]三種,具有消除諧波能力強(qiáng),電壓波形質(zhì)量較高的特點(diǎn),因此高頻調(diào)制在H橋單元應(yīng)用較廣泛.在PD-PWM調(diào)制下逆變器輸出電壓的THD較小,但各單元間存在功率不平衡的現(xiàn)象,由于各H橋單元之間功率不均衡會(huì)產(chǎn)生電源充放電不平衡的問(wèn)題,長(zhǎng)時(shí)間工作對(duì)電源有一定的損害,減少其使用壽命.所以確保各H橋單元之間功率均衡有一定的現(xiàn)實(shí)意義,必須提出相應(yīng)的解決辦法.

針對(duì)各H橋單元不均衡的問(wèn)題,許多學(xué)者提出了解決辦法.Tolbert等[4]通過(guò)級(jí)聯(lián)H橋?qū)⑤敵鲭妷悍殖啥喾?讓其循環(huán)輸出達(dá)到電壓利用率相等,但只在低調(diào)制度下適用,具有一定的局限性.李宋等[5]提出了一種功率均衡策略,通過(guò)對(duì)三角波進(jìn)行改造,使得各個(gè)開(kāi)關(guān)器件的導(dǎo)通時(shí)間相同,實(shí)現(xiàn)了逆變器在一個(gè)電壓輸出周期的均衡,雖然諧波特性良好,但通過(guò)兩次改變?nèi)遣ǖ呐帕袝?huì)使得調(diào)制策略的數(shù)字難度增加,不利于在工程中實(shí)現(xiàn).王學(xué)華等[6]利用約束方程來(lái)實(shí)現(xiàn)一個(gè)周期的電壓輸出功率均衡,但隨著約束方程的增加,會(huì)出現(xiàn)計(jì)算量大以及求解精度的問(wèn)題,對(duì)逆變器電壓輸出會(huì)造成影響,需要進(jìn)一步研究.單慶曉等[7]提出了改進(jìn)的調(diào)制策略,利用隨機(jī)分配脈沖的方法使得各單元功率分配均衡,但其算法復(fù)雜,而且需要較長(zhǎng)的時(shí)間,電壓的利用率才會(huì)趨于相同,有著明顯的弊端.侯世英等[8]通過(guò)對(duì)一個(gè)三角波和多個(gè)階梯波進(jìn)行采樣,并且進(jìn)行了一系列的推導(dǎo),諧波特性良好,但是各單元依然存在功率不平衡的問(wèn)題,并且控制較為復(fù)雜.胡文華等[9]提出了一種新型的調(diào)制策略,對(duì)傳統(tǒng)的三角載波進(jìn)行改造使其變成梯形,增大了調(diào)制的脈沖寬度,使得THD降低,但還是存在各單元輸出功率不平衡的情況.為此,葉滿園和陳仲等[10-11]通過(guò)對(duì)三角波進(jìn)行重構(gòu),實(shí)現(xiàn)了各個(gè)單元的功率在全調(diào)制度下的平衡,保證了線電壓良好的諧波特性,提高了逆變器等效開(kāi)關(guān)頻率.

本文對(duì)電壓比為1∶1∶1∶1的四單元級(jí)聯(lián)H橋九電平逆變器進(jìn)行研究,并且針對(duì)逆變器工作的特點(diǎn),提出了一種改進(jìn)的載波重構(gòu)功率均衡的調(diào)制方法,實(shí)現(xiàn)兩兩單元的功率均衡,在此基礎(chǔ)上,對(duì)開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)進(jìn)行1/4周期邏輯互換后得到開(kāi)關(guān)管的實(shí)際驅(qū)動(dòng)信號(hào),從而達(dá)到了全調(diào)制度下全單元功率均衡的目的,而且保證了電平數(shù)不變以及輸出諧波特性良好的優(yōu)點(diǎn).

1 逆變器拓?fù)浼案倪M(jìn)的調(diào)制方法

1.1 拓?fù)?/h3>

本文所提四單元級(jí)聯(lián)H橋九電平逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示,由四個(gè)H橋逆變器單元構(gòu)成該拓?fù)?L1、L2、L3、L4四個(gè)單元的輸出電壓分別為uL1、uL2、uL3、uL4,四個(gè)單元級(jí)聯(lián)在一起形成的逆變器的輸出相電壓為uAN.負(fù)載側(cè)電流由i0表示,由傳統(tǒng)CHB逆變器的電壓疊加機(jī)制可知,輸出相電壓uAN與四個(gè)H橋單元輸出電壓滿足以下關(guān)系式:

圖1 四單元九電平拓?fù)銯ig.1 Four-cell nine-level topology

uAN=uL1+uL2+uL3+uL4

(1)

每個(gè)單元可以輸出E、0、-E三種電平,所以各單元級(jí)聯(lián)后輸出相電壓uAN有0至±4E九種不同的電平.

1.2 基于改進(jìn)優(yōu)化的載波重構(gòu)調(diào)制策略

為了解決傳統(tǒng)四單元級(jí)聯(lián)H橋在PD-PWM調(diào)制下輸出功率不均衡的問(wèn)題,本文進(jìn)行了載波重構(gòu),即對(duì)L1和L4、L2和L3單元載波進(jìn)行1/4電壓周期的互換,再通過(guò)正弦波和三角載波相比較得到的脈沖信號(hào)作為各個(gè)開(kāi)關(guān)管的觸發(fā)信號(hào),實(shí)現(xiàn)了L1和L4、L2和L3各兩個(gè)單元的功率均衡,四個(gè)單元之間仍然存在功率均衡的問(wèn)題.并對(duì)三角載波優(yōu)化,減少了載波的數(shù)量.本文在傳統(tǒng)的PD-PWM調(diào)制策略下,提出了一種基于載波變換的功率均衡調(diào)制策略.通過(guò)對(duì)8個(gè)載波進(jìn)行重構(gòu)并進(jìn)行載波優(yōu)化,使得開(kāi)關(guān)器件導(dǎo)通時(shí)間平均分配,實(shí)現(xiàn)了兩兩單元的功率均衡.圖2為重構(gòu)原理,其中圖2a為傳統(tǒng)PD-PWM下的載波信號(hào),圖2b為改進(jìn)功率均衡下的載波信號(hào).假設(shè)一個(gè)三角載波周期為T(mén)a,每次經(jīng)過(guò)2Ta的末尾對(duì)載波進(jìn)行垂直方向上的移動(dòng),移動(dòng)4次完成一次載波循環(huán),重構(gòu)之后的載波信號(hào)周期變?yōu)?Ta.而且可以發(fā)現(xiàn),優(yōu)化調(diào)制后的載波數(shù)量較傳統(tǒng)的調(diào)制減少了一半.

圖2 三角載波重構(gòu)原理圖Fig.2 Schematic diagram of triangular carrier reconstruction

圖3為改進(jìn)的調(diào)制原理,vn為正弦調(diào)制波信號(hào),其數(shù)學(xué)表達(dá)式為

圖3 改進(jìn)的調(diào)制原理Fig.3 Improved modulation principle

vn=|4maEsin(wt)|

(2)

式中:ma為幅值調(diào)制.

圖3中,從上到下依次為L(zhǎng)1、L2、L3、L4的輸出電壓uL1、uL2、uL3、uL4以及輸出相電壓uAN的波形.在vn的前半個(gè)周期,當(dāng)vn>vci時(shí),四個(gè)H橋單元輸出電壓大小為E,在vn的后半個(gè)周期,當(dāng)vn

由圖3可以看出,L1和L4單元輸出脈寬相同,L2和L3單元輸出脈寬相同,兩種輸出電壓的平均值相同,逆變器之間級(jí)聯(lián)構(gòu)成回路,流過(guò)的電流大小相等.所以兩兩單元之間實(shí)現(xiàn)了功率均衡,但L1和L2單元開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間并不相等,四個(gè)單元存在功率不平衡的問(wèn)題.L1、L2、L3、L4單元輸出功率如圖4所示,可知L1單元功率為201 W,L2單元功率為246 W,L3單元功率為247 W,L4單元功率為201 W,存在功率不均衡的問(wèn)題,并未徹底實(shí)現(xiàn)全部級(jí)聯(lián)單元的均衡.

圖4 載波重構(gòu)策略下各個(gè)單元功率波形Fig.4 Power waveform of each unit under the carrier reconfiguration strategy

1.3 二次功率均衡方法

圖5 二次功率均衡方法

(3)

四個(gè)單元開(kāi)關(guān)管負(fù)半周期的實(shí)際驅(qū)動(dòng)信號(hào)的數(shù)學(xué)邏輯表達(dá)式為

(4)

對(duì)于四單元九電平級(jí)聯(lián)H橋逆變器,在一個(gè)周期T內(nèi),四個(gè)單元輸出的平均功率表達(dá)式為

(5)

式中:Uoi為第i個(gè)單元(i=1,2,3,4)電壓基波分量的幅值;Io為輸出相電流的幅值;β為輸出電壓和電流相位之差.根據(jù)雙邊傅里葉分析法可知,兩個(gè)單元輸出的電壓基波分量幅值為

Uo1=Uo2=Uo3=Uo4=mE

(6)

根據(jù)式(5,6)可知,Po1=Po2=Po3=Po4,四個(gè)單元的功率達(dá)到了均衡.

2 仿真研究

為了驗(yàn)證二功率均衡方法的正確性,利用Matlab/Simulink進(jìn)行了四單元九電平級(jí)聯(lián)H橋逆變器的仿真研究,參數(shù)如下:E=100 V,R=20 Ω,L=0.004 H,fc=6 000 Hz,ma=0.35、0.65、0.95,fm=50 Hz.

圖6為ma=0.35、0.65和0.95時(shí),采用二次功率均衡的改進(jìn)調(diào)制策略,逆變器各個(gè)單元及總的輸出電壓波形.由于開(kāi)關(guān)器件導(dǎo)通時(shí)刻各不相同,四個(gè)單元的輸出電壓都是三電平,但輸出的相電壓從五電平到七電平最后達(dá)到了九電平的輸出,得到了更多的電平數(shù).

圖6 二次功率均衡策略下輸出電壓波形 Fig.6 Output voltage waveform under secondary power equalization strategy

四個(gè)單元的功率波形如圖7所示,對(duì)開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)進(jìn)行1/4電壓周期互換的策略,使四個(gè)單元的功率得到了均衡.

圖7 二次功率均衡調(diào)制方法下四個(gè)單元輸出功率

圖8為四單元九電平逆變器在采用二次功率均衡的改進(jìn)調(diào)制策略的輸出相電壓頻譜圖,可見(jiàn)隨著調(diào)制比增大,輸出相電壓的THD不斷減小,具有更高的電能質(zhì)量.而且逆變器輸出電壓的諧波主要分布在載波頻率fc=6 kHz的n(n=1,2,…)倍及其附近處,符合移幅調(diào)制一般規(guī)律.

圖8 均衡策略下輸出電壓的頻譜 Fig.8 Spectrum of output voltage under equalization strategy

3 實(shí)驗(yàn)證明

為了對(duì)本文所提功率均衡調(diào)制策略的切實(shí)性進(jìn)行驗(yàn)證,搭建了一個(gè)四單元九電平逆變器實(shí)驗(yàn)平臺(tái),采用FPGA進(jìn)行控制.主要參數(shù)如下:E=24 V,R=20 Ω,L=0.004 H,fc=6 000 Hz,ma=0.95,fm=50 Hz.

圖9是在ma=0.95的調(diào)制下得到的L1、L2、L3、L4單元的電壓、電流和功率波形.由圖9可知,L1、L2、L3、L4功率基本一致,四個(gè)單元輸出平均功率分別為51.70、50.74、50.24、50.24 W,輸出功率之比為1.01∶1∶1∶1,實(shí)現(xiàn)了功率均衡.

圖9 ma=0.95時(shí)功率波形

圖10給出了在功率均衡的調(diào)制策略下,在ma=0.95時(shí)逆變器的各個(gè)電壓波形及其頻譜圖.從圖10可知,輸出相電壓中諧波頻率主要分布在fc附近,與仿真輸出頻譜一致.

圖10 ma =0.95時(shí)逆變器電壓波形及頻譜圖Fig.10 Inverter voltage waveform and frequency spectrum when ma=0.95

4 結(jié)論

本文針對(duì)電壓比為1∶1∶1∶1的級(jí)聯(lián)H橋逆變器拓?fù)?提出了一種在全調(diào)制度下四個(gè)單元之間的輸出功率均衡的調(diào)制策略,理論分析、仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明:

1) 針對(duì)單元功率出現(xiàn)不平衡的現(xiàn)象,載波重構(gòu)功率均衡的調(diào)制策略通過(guò)對(duì)載波進(jìn)行上下方向的移動(dòng),實(shí)現(xiàn)了L1和L4、L2和L3單元的功率均衡和開(kāi)關(guān)損耗平均分配,諧波特性良好.

2) 通過(guò)交換1/4輸出電壓周期驅(qū)動(dòng)脈沖,使得在一個(gè)輸出電壓周期內(nèi)又實(shí)現(xiàn)了L1和L4、L2和L3單元之間的功率均衡,從而徹底地使四個(gè)H橋之間實(shí)現(xiàn)了功率均衡.