劉 威，蔣 林，艾 建，任 毅

（西南石油大學(xué) 電氣信息學(xué)院，四川 成都 610500）

0 引言

開關(guān)電源有電壓和電流兩種控制模式。電壓控制模式通過檢測(cè)輸出電壓，使得輸出電壓在各種負(fù)載條件下保持穩(wěn)定。電流模式有兩個(gè)反饋環(huán)：一是檢測(cè)輸出電壓的電壓外環(huán)；另一個(gè)是檢測(cè)開關(guān)管電流且具有逐周期限流功能的電流內(nèi)環(huán)[1]。相較于電壓控制模式，電流控制模式具有響應(yīng)快、抑制偏磁能力強(qiáng)、簡(jiǎn)化反饋環(huán)路設(shè)計(jì)等優(yōu)點(diǎn)[2?4]。峰值電流模式在占空比大于0.5 和連續(xù)電感電流條件下，會(huì)產(chǎn)生次諧波振蕩，這種不穩(wěn)定性與電源的閉環(huán)特性無關(guān)[5?7]，應(yīng)用斜率補(bǔ)償技術(shù)可以消除次諧波振蕩。

斜率補(bǔ)償電路分為上斜率補(bǔ)償和下斜率補(bǔ)償兩種方式，二者在原理上是一致的，但因?yàn)樯闲甭恃a(bǔ)償在電路上更易實(shí)現(xiàn)，因此實(shí)際電路中大多采用上斜率補(bǔ)償[8?11]，本文介紹的補(bǔ)償電路也屬于上斜率補(bǔ)償。

若選擇的電源管理芯片自帶斜率補(bǔ)償電路，則無需考慮自行設(shè)計(jì)斜率補(bǔ)償電路。本文簡(jiǎn)要分析了電源自帶的斜率補(bǔ)償電路和選擇管理芯片頻率腳的斜率補(bǔ)償電路，最后提出一種改進(jìn)的適用于半橋電路的新型斜率補(bǔ)償電路。本文給出了該新型斜率補(bǔ)償電路的詳細(xì)計(jì)算方法，為電源的斜率補(bǔ)償參數(shù)設(shè)計(jì)提供一定參考。

1 次諧波振蕩

圖1 所示為電感電流波形。圖中：IR為設(shè)定的電感電流峰值；m1和m2分別為電感電流的上升和下降斜率。當(dāng)輸入電壓發(fā)生變化或因?yàn)槟撤N原因會(huì)產(chǎn)生初始擾動(dòng)電流Δi0，經(jīng)過一個(gè)周期Ts后，擾動(dòng)電流為：

圖1 電感電流對(duì)擾動(dòng)的響應(yīng)

經(jīng)過n個(gè)周期后，擾動(dòng)電流改變?yōu)椋?/p>

當(dāng)占空比（D）小于0.5，即m1/m2＜1 時(shí)，如圖1a）所示，經(jīng)過n個(gè)周期后，擾動(dòng)電流越來越小，環(huán)路趨于穩(wěn)定；當(dāng)占空比大于0.5，即m1/m2＞1 時(shí)，如圖1b）所示，經(jīng)過n個(gè)周期后，擾動(dòng)電流越來越大，將引起環(huán)路振蕩[12?13]。

2 斜率補(bǔ)償

斜率補(bǔ)償?shù)哪康氖鞘闺娫吹钠骄?fù)載電流與占空比無關(guān)，這樣擾動(dòng)電流也會(huì)越來越小，環(huán)路趨于收斂，保持穩(wěn)定。斜率補(bǔ)償分為下斜率補(bǔ)償和上斜率補(bǔ)償兩種方式，這兩種補(bǔ)償方式的思想是一致的，只是實(shí)現(xiàn)補(bǔ)償?shù)耐緩讲煌琜14?15]。

2.1 下斜率補(bǔ)償

下斜率補(bǔ)償在每個(gè)周期將一個(gè)下斜率電壓（m）疊加到誤差放大器的輸出端（Vea），如圖2 所示。

圖2 下斜率補(bǔ)償原理

加入下斜率補(bǔ)償后，可以得到：

由式（3）～式（6）可得：

式中：Vi為電感峰值電流的采樣電壓；Vea為誤差放大器的輸出端電壓；m為下斜坡補(bǔ)償電壓；Ip為峰值電流；Ri為采樣電阻；Iav為平均負(fù)載電流；m2為電感電流下降斜率。

由式（7）可以得出，當(dāng)斜率補(bǔ)償m滿足：

就可以使得平均負(fù)載電流與電源占空比無關(guān)，達(dá)到補(bǔ)償?shù)哪康摹?/p>

2.2 上斜率補(bǔ)償

上斜率補(bǔ)償是在峰值電流采樣電壓上疊加一個(gè)正斜率電壓，加入上斜率補(bǔ)償后，可以得到：

由式（4）～式（6）和式（9）可得：

式中m3為補(bǔ)償斜率。由式（10）可知，當(dāng)補(bǔ)償斜率滿足：

就可以使平均負(fù)載電流與電源占空比無關(guān)，達(dá)到補(bǔ)償?shù)哪康?。由于上斜率補(bǔ)償在電路中更容易實(shí)現(xiàn)，因此在實(shí)際應(yīng)用中，大多采用上斜率補(bǔ)償。

3 實(shí)際電路中的斜率補(bǔ)償

3.1 電源管理芯片自帶斜率補(bǔ)償

在實(shí)際應(yīng)用中，如果所選擇的電源管理芯片自帶有斜率補(bǔ)償電路，采用此補(bǔ)償電路即可。一般此類電源管理芯片內(nèi)部帶有補(bǔ)償電流源，可以通過調(diào)整管腳外圍電阻值來實(shí)現(xiàn)斜率補(bǔ)償?shù)脑O(shè)計(jì)。比如TI 公司的電源管理芯片LM5041，芯片內(nèi)部補(bǔ)償電路如圖3 所示。從圖中可以看出，芯片內(nèi)部帶有2 kΩ 的斜率補(bǔ)償電阻R1和45 μA 的補(bǔ)償電流源，設(shè)計(jì)者可以通過調(diào)整在CS 管腳與峰值電流采樣電壓Vi之間的電阻值來設(shè)計(jì)適合的補(bǔ)償電路。

圖3 LM5041 內(nèi)部斜率補(bǔ)償電路

3.2 頻率腳的斜率補(bǔ)償電路

通過電源管理芯片頻率腳進(jìn)行斜率補(bǔ)償?shù)碾娐啡鐖D4 所示，Q1為功率開關(guān)管，其電流通過電阻R1進(jìn)行采樣，采樣電流信號(hào)經(jīng)過R2和C1進(jìn)行濾波后，補(bǔ)償電路利用電源管理芯片的頻率腳（RT/CT），通過射隨電路和電阻R3對(duì)采樣電流信號(hào)進(jìn)行斜率補(bǔ)償，補(bǔ)償后的電流信號(hào)送入RAMP 腳。這類設(shè)計(jì)增加了振蕩器負(fù)載并引入噪聲，這些都可能錯(cuò)誤地觸發(fā)PWM 控制。這種方法在要求可靠性較高的開關(guān)電源中不可取[16?17]。

圖4 利用頻率腳的斜率補(bǔ)償電路

3.3 新型斜率補(bǔ)償電路

針對(duì)3.2 節(jié)中的斜率補(bǔ)償電路的不足之處，本文提出一種新型斜率補(bǔ)償電路，以半橋架構(gòu)為例，說明該新型斜率補(bǔ)償電路的原理、優(yōu)點(diǎn)、具體參數(shù)計(jì)算以及電路的仿真效果。

3.3.1 斜率補(bǔ)償電路原理

一種應(yīng)用于半橋架構(gòu)的斜率補(bǔ)償電路如圖5 所示。

圖5 應(yīng)用于半橋架構(gòu)的斜率補(bǔ)償電路

圖5 中功率變換器的初級(jí)電流由電流互感器T2和R4進(jìn)行采樣，采樣后經(jīng)R5和C4濾波后得到初級(jí)電流的電壓信號(hào)。斜率補(bǔ)償電路中的驅(qū)動(dòng)信號(hào)HO1 和LO1 分別來自半橋電路的2 個(gè)開關(guān)管，驅(qū)動(dòng)信號(hào)HO1（LO1）在給電容C5（C6）充電時(shí)，根據(jù)RC 充電公式可以知道，在充電初期，C5（C6）上的電壓近似線性上升，通過三極管Q3（Q4）后，經(jīng)R6和R7的分壓，對(duì)初級(jí)電流信號(hào)CS 進(jìn)行斜率補(bǔ)償，補(bǔ)償后的電流信號(hào)送入電源管理芯片的RAMP腳，RAMP 腳與反饋環(huán)路的信號(hào)一起對(duì)電源進(jìn)行脈沖寬度調(diào)制（PWM）。其中，驅(qū)動(dòng)信號(hào)HO1 與LO1 為互補(bǔ)信號(hào)，相位相差180°，當(dāng)HO1（LO1）為高電平時(shí)，C5（C6）上的電壓通過D1（D0）快速釋放到0。

3.3.2 斜率補(bǔ)償電路優(yōu)點(diǎn)

新型斜率補(bǔ)償電路具有以下優(yōu)點(diǎn)：

1）斜率補(bǔ)償電路的驅(qū)動(dòng)信號(hào)與開關(guān)管完全同步，時(shí)序完全一致；

2）斜率補(bǔ)償電路采用開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)作為信號(hào)源，開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)具有驅(qū)動(dòng)能力強(qiáng)、電壓幅度大、不易受到干擾的優(yōu)點(diǎn)，因此通過調(diào)整R9（R10）和C5（C6）的參數(shù)，可以方便地獲得適合的斜坡電壓；

3）通過三極管Q3、Q4組成的射隨電路，減小了C5和C6斜坡電壓的負(fù)載，使得C5和C6上的斜坡電壓波形保持穩(wěn)定；

4）斜坡補(bǔ)償電壓疊加在C4的初級(jí)電流信號(hào)上，通過調(diào)整R6和R7的分壓比例，可以方便地獲得預(yù)期的斜率補(bǔ)償深度。

3.3.3 斜率補(bǔ)償電路的參數(shù)計(jì)算

下面討論新型斜率補(bǔ)償電路具體參數(shù)計(jì)算。已知DC?DC 電源模塊：輸入DC 280 V，輸出DC 28 V。其余參數(shù)為：Q1、Q2的開關(guān)頻率fs=150 kHz；最小輸入電壓Vin_min=200 V；輸出電流Io=18 A；變壓器T1的匝比n1=2.75；電流互感器T2匝比n2=70；L1=6.5 μH；R4=2.7 Ω；三極管Q3、Q4基極與發(fā)射極電壓VBE=0.5 V；R9=R10=10 kΩ；C5=C6=1 nF；驅(qū)動(dòng)信號(hào)高電平電壓Vdd=12 V。

當(dāng)輸入電壓最小時(shí)，電源占空比最大，此時(shí)斜率補(bǔ)償?shù)碾妷鹤畲?，因此?shí)際的參數(shù)計(jì)算以滿足最小輸入電壓時(shí)的斜率補(bǔ)償為準(zhǔn)。當(dāng)輸入電壓最小時(shí)，電源的占空比為：

輸出滿載時(shí)，輸出電感的紋波電流為：

主變壓器T1的峰值電流為：

初級(jí)峰值電流采樣信號(hào)為：

在實(shí)際設(shè)計(jì)中，可以先確定斜率補(bǔ)償電阻，這里取R6=1.5 kΩ，再計(jì)算另一個(gè)斜率補(bǔ)償電阻R7的值。根據(jù)前面分析，上斜率補(bǔ)償滿足0.5 電感下降斜率即可。在實(shí)際設(shè)計(jì)中，留有一定的裕量，選擇1 倍下降斜率，因此可以計(jì)算出斜率補(bǔ)償電流：

C5和C6上的斜坡電壓為：

可以得到R7的阻值為：

本文取R7=20 kΩ。

3.3.4 仿真結(jié)果及分析

利用專業(yè)仿真軟件LTspice 對(duì)所設(shè)計(jì)電路進(jìn)行仿真實(shí)驗(yàn)，仿真波形如圖6 所示。

圖6 CS 腳與RAMP 腳仿真波形

根據(jù)圖6 仿真波形圖可以讀出：VRAMP=463 mV，VCS=335 mV，Ton=2.7 μs。

補(bǔ)償斜率為：

電感電流的下降斜率為：

仿真結(jié)果表明，斜率補(bǔ)償接近于1 倍電感電流下降斜率，補(bǔ)償效果良好。

3.3.5 實(shí)測(cè)斜率補(bǔ)償

對(duì)采用3.3.3 節(jié)拓?fù)浼軜?gòu)及參數(shù)的電源產(chǎn)品進(jìn)行實(shí)測(cè)，分別抓取斜率補(bǔ)償前后的電流采樣波形，如圖7所示。

圖7 CS 腳與RAMP 腳實(shí)測(cè)波形

從圖7 中可以讀出，VRAMP=493 mV，VCS=339 mV，Ton=2.75 μs。補(bǔ)償斜率為：

通過實(shí)測(cè)計(jì)算，該斜率補(bǔ)償約為1 倍電感電流下降斜率，與理論分析和仿真結(jié)果一致。

4 結(jié)論

針對(duì)峰值電流控制模式的諧波振蕩問題，提出一種適用于半橋拓?fù)涞男甭恃a(bǔ)償電路。該斜率補(bǔ)償電路由少量外圍常用器件構(gòu)成，其補(bǔ)償深度可由外圍器件參數(shù)進(jìn)行調(diào)節(jié)，與開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)完全保持同步?；贚Tspice 搭建斜率補(bǔ)償電路的仿真模型，仿真結(jié)果表明，該電路斜率補(bǔ)償效果良好，樣機(jī)實(shí)測(cè)結(jié)果也驗(yàn)證了所提方法的有效性。