趙坤池，劉志忠，盧紅舉

(河南理工大學(xué)機(jī)械與動力工程學(xué)院，河南 焦作 454000)

隨著電力電子技術(shù)的快速發(fā)展，變頻器逆變環(huán)節(jié)目前多采用IGBT。為保證IGBT 可靠運(yùn)行，通常采用專用驅(qū)動模塊控制IGBT 的通斷，而驅(qū)動模塊能否穩(wěn)定工作很大程度上取決于其專用供電電源的性能，目前多采用反激式開關(guān)電源拓?fù)湓O(shè)計[1－2]。

對于反激式開關(guān)電源的研究主要集中于提高效率，改善電源的負(fù)載調(diào)整率和交叉調(diào)整率，以及仿真設(shè)計技術(shù)等。陳卓等[3]提出基于同步整流技術(shù)的多路輸出反激式開關(guān)電源，采用同步整流技術(shù)以減小傳統(tǒng)二極管整流過程中的損耗，并引入加權(quán)電壓反饋控制的方法來改善開關(guān)電源的交叉調(diào)節(jié)能力?？拙S功等[4－5]通過分析前后級驅(qū)動電源電路的特點(diǎn)，提出一種前后級隔離驅(qū)動電路方案以解決反激變壓器輸出端爬電間隙過于密集的問題。湯健強(qiáng)等[6]設(shè)計了一款多路直流隔離輸出開關(guān)電源，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明該電源輸出電壓紋波小、負(fù)載調(diào)整率良好。隨著仿真技術(shù)的發(fā)展，各類仿真軟件也被用于開關(guān)電源的建模仿真研究，明顯提高了設(shè)計效率。有學(xué)者借助仿真軟件構(gòu)建閉環(huán)電路模型，模擬反激開關(guān)電源的控制環(huán)路，對各部分電路進(jìn)行仿真，仿真結(jié)果與實(shí)物試驗(yàn)吻合度較好[7－8]。本文依托具體實(shí)例對多路輸出反激式開關(guān)電源的設(shè)計流程、設(shè)計難點(diǎn)、仿真分析等內(nèi)容詳加分析，為該類電源設(shè)計提供理論和實(shí)際參考。實(shí)物試驗(yàn)表明，本文所設(shè)計電源輸出穩(wěn)定，響應(yīng)速度快，紋波和精度均滿足設(shè)計要求。

1 IGBT 驅(qū)動電源設(shè)計要求

對于三相橋式逆變電路，U、V、W 三相的上橋臂需要互相隔離的電源供電，而下橋臂可采用同一電源進(jìn)行供電。為保證IGBT 可靠工作，常采用負(fù)電壓驅(qū)動來保證穩(wěn)定關(guān)斷。據(jù)此，本文設(shè)計4 路＋15 V/－7.5 V 輸出驅(qū)動IGBT，1 路＋5 V 輸出為邏輯控制電路供電。電源控制芯片采用UC3842。具體要求如下:

輸入:110 V～260 V AC。

輸出:3 路上橋臂直流輸出(＋15 V/0.06 A，－7.5 V/0.06 A)；1 路下橋臂(＋15 V/0.18 A，－7.5 V/0.18 A)；1 路驅(qū)動芯片直流輸出(＋5 V/0.3 A)；1 路輔助繞組＋15 V 為UC3842 芯片自身供電，其輸出電流可忽略。

輸出功率為9.6 W；電源效率≥80%；工作頻率取70 kHz。

2 硬件電路設(shè)計

圖1 為電路原理圖。220 V 交流電經(jīng)由EMI電路和整流濾波電路之后轉(zhuǎn)換為310 V 直流電，經(jīng)啟動電阻為UC3842 的7 腳電容充電，當(dāng)充電電壓升高至導(dǎo)通門檻電壓時，UC3842 開始工作，后續(xù)由輔助繞組繼續(xù)供電。變壓器次級輸出端經(jīng)π 型濾波后輸出穩(wěn)定直流電壓，把負(fù)載最重的一路輸出端接入反饋回路，輸出電壓經(jīng)電阻分壓后與參考電壓比較，反饋信號傳遞至UC3842 電源管理芯片；芯片通過動態(tài)調(diào)整輸出PWM 占空比保證輸出端電壓穩(wěn)定。采樣電阻R5的電壓值經(jīng)過3 腳與UC3842 內(nèi)部誤差放大器的參考電壓進(jìn)行比較，當(dāng)采樣電壓值高于參考電壓時，UC3842 停止向外輸出PWM 信號，開關(guān)管關(guān)斷，從而實(shí)現(xiàn)過流保護(hù)功能。

圖1 電路原理圖

圖2 RCD 箝位電路

2.1 RCD 箝位電路設(shè)計

反激變壓器在實(shí)際工作過程中存在漏感，MOS管關(guān)斷后漏感能量將在其兩端產(chǎn)生較高的尖峰電壓，此尖峰電壓與直流電壓共同疊加在MOS 管兩端，易造成MOS 管擊穿。為降低MOS 管承受的峰值電壓，可采用結(jié)構(gòu)簡單、成本低廉的RCD 箝位電路抑制漏感產(chǎn)生的尖峰電壓，即MOS 管關(guān)斷之后，部分漏感能量被電容吸收，再由電阻進(jìn)行消耗，以此來抑制關(guān)斷電壓峰值。箝位電路需要選取合適的RC 值，若電容值過大會消耗初級電感能量，導(dǎo)致電源效率下降；若電容過小則無法有效抑制電壓尖峰。RC 值計算可參考文獻(xiàn)[9－10]。

2.2 UC3842 控制電路設(shè)計

電流型PWM 控制芯片UC3842 內(nèi)部集成有電流和電壓反饋邏輯電路，并與芯片基準(zhǔn)頻率共同作用來決定6 腳輸出端的PWM 波形。該芯片不僅具有較好的負(fù)載調(diào)整率，還具有欠壓鎖定功能，當(dāng)供電電壓低于額定值時會自動關(guān)閉電路，保證電路的穩(wěn)定可靠工作。UC3842 的工作頻率由4 腳電容及4腳到8 腳之間的電阻共同確定:

由振蕩頻率f確定RC 值[11]。為保證控制精度，要求UC3842 死區(qū)時間不超過震蕩時鐘周期的15%，死區(qū)時間與電容大小呈正相關(guān)，在滿足要求的基礎(chǔ)上盡可能選擇較小的電容。同時，在功率開關(guān)管關(guān)閉時，噪聲尖峰會耦合到振蕩器端，為減少噪聲尖峰，電容值不應(yīng)低于1 nF。

2.3 變壓器設(shè)計

高頻變壓器作為開關(guān)電源中的核心器件，其性能好壞不僅關(guān)系到電磁干擾狀況，也直接影響到電源效率[11]。圖3 為反激變壓器電路工作原理圖，MOS 管導(dǎo)通，原邊繞組儲存能量，副邊繞組截止；MOS 管關(guān)斷后，副邊繞組導(dǎo)通，電路中的能量一部分儲存于電容，一部分供負(fù)載工作。對變壓器的要求包括:寬電壓范圍輸入下，各路輸出均能滿足設(shè)計要求；變壓器各繞組之間耦合性好，交叉調(diào)整率低；工作過程中磁芯不發(fā)生飽和，溫升在允許范圍內(nèi)。

圖3 反激變壓器工作原理圖

2.3.1 變壓器關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計

整流濾波后的直流輸入范圍:

輸入電壓取最小值Umin，對應(yīng)PWM 最大占空比:

式中:Vor為反射電壓，是當(dāng)開關(guān)管關(guān)斷時，副邊繞組在原邊繞組中產(chǎn)生的感應(yīng)電壓。該電壓值決定于副邊電壓值和匝數(shù)比，通常取值為90 V～140 V，這里取110 V。Vds為MOS 管導(dǎo)通電壓，通常取10 V[12]。

由式(3)可得Dmax＝0.43。

2.3.2 峰值電流及初級繞組電感量

假定反激變壓器工作在DCM 模式下，根據(jù)開關(guān)電源輸出功率及能量傳遞效率得變壓器輸入功率Pin，且每周期原邊電流與功率關(guān)系還可表示為:

由此可得原邊峰值電流:

初級繞組電感量為

2.3.3 磁芯選擇

鐵氧體磁芯材料成本低，在高頻下具有高磁導(dǎo)率和電阻率等優(yōu)勢，據(jù)此本設(shè)計采用鐵氧體磁芯材料。磁芯的選型方法包括面積法和幾何參數(shù)法，這里采用面積法選擇磁芯型號。

式中:Ae為磁芯有效截面積；Aw為磁芯窗口面積；Kw為窗口利用系數(shù)；η為變壓器效率；ΔB為工作磁感應(yīng)強(qiáng)度變化值，為避免變壓器出現(xiàn)磁飽和，一般取ΔB＝0.2 T；ρ為導(dǎo)線通流密度，由于開關(guān)電源工作頻率不高，取ρ＝4 A/mm2?？紤]到電源輸出路數(shù)較多，為保證充足的繞線空間，本文采用EER35 磁芯。

2.3.4 原邊及副邊繞組匝數(shù)

原邊繞組匝數(shù)初步計算公式如下:

綜上所述，對腦血管疾病合并糖尿病患者而言，優(yōu)質(zhì)護(hù)理的實(shí)施具有重要意義，可幫助其平穩(wěn)度過圍術(shù)期，減少術(shù)后各類并發(fā)癥，促進(jìn)早日康復(fù)。

考慮到整流二極管以及繞組自身會產(chǎn)生約1 V的壓降，副邊繞組端電壓應(yīng)為輸出電壓與電路壓降之和，則副邊繞組的匝數(shù)比為

式中:n為原副邊理論匝數(shù)比；VO為輸出端電壓值；VD為整流二極管及繞組壓降。由式(9)可求得各副邊繞組匝數(shù)。上述匝數(shù)為保證磁芯不會飽和的最小匝數(shù)，具體在確定原邊匝數(shù)時，特別是對于多路輸出電源，還需要考慮實(shí)際匝數(shù)比對于反射電壓的影響。

由式(3)、式(5)可知，當(dāng)反射電壓降低時，電路的最大占空比將會減小，從而導(dǎo)致原邊峰值電流增大，直接影響變壓器的功耗和溫升。因此，設(shè)計過程中需要注意反射電壓值的大小，保證其在一個合理范圍內(nèi)。

對上述各繞組匝數(shù)進(jìn)行驗(yàn)證:令n1、n2、n3分別為＋15 V、－7.5 V 和＋5 V 對應(yīng)繞組的理想匝數(shù)比，由式(9)求得理想匝數(shù)比，根據(jù)理想匝數(shù)比求得各副邊繞組理論匝數(shù)。但理論匝數(shù)取整后實(shí)際匝數(shù)比會有變化。通過實(shí)際匝數(shù)比所得反射電壓為100.64 V，可以發(fā)現(xiàn)反射電壓值與原定值相差較大，不符合變壓器設(shè)計原則。同時，副邊匝數(shù)取整導(dǎo)致匝數(shù)比變化過大還會影響到非反饋端電壓值。當(dāng)采用＋15 V 輸出端為反饋端時，對于＋5 V 輸出端，其繞組兩端電壓值為反饋繞組端電壓和兩繞組匝比倒數(shù)的乘積，電壓約為6.9 V，與預(yù)期電壓值相差較大。

為保證反射電壓值在合理范圍內(nèi)，且各路輸出電壓值均符合設(shè)計要求，可通過對原邊匝數(shù)進(jìn)行調(diào)整來使變壓器各項(xiàng)參數(shù)滿足設(shè)計要求。調(diào)整方法為:使原副邊匝數(shù)等比例變化來保證理論匝數(shù)比與實(shí)際匝數(shù)比盡可能接近，直至滿足設(shè)計要求。

此處給出具體調(diào)整公式如下:

式中:na、Nsa、分別為原邊與最小電壓輸出端理論匝比、最小輸出端理論匝數(shù)、最小輸出端實(shí)際匝數(shù)，N′p為調(diào)整后并取整的原邊匝數(shù)，Nsm和nm分別為其余繞組的理論匝數(shù)和理論匝數(shù)比。采用式(10)對各個繞組匝數(shù)進(jìn)行調(diào)整，得到副邊繞組Ns′1、Ns′2、Ns′3匝數(shù)以及反射電壓值，調(diào)整前后各相關(guān)參數(shù)對比如表1 所示。

表1 不同原副邊匝數(shù)與反射電壓對比

由表1 可看出，調(diào)整后的反射電壓與設(shè)定值相等，且調(diào)整后＋5 V 繞組輸出端電壓約為6 V，減去二極管及繞組自身壓降后輸出端電壓約為5 V，總體效果較為理想。

2.3.5 磁芯氣隙設(shè)計

式中:μ0為真空導(dǎo)磁率；Ae為磁芯有效截面積；AL為電感系數(shù)。

2.4 電壓反饋補(bǔ)償回路

環(huán)路補(bǔ)償是開關(guān)電源設(shè)計中的一個重要環(huán)節(jié)。由于開關(guān)電源接動態(tài)負(fù)載，當(dāng)負(fù)載變化時需要電源及時做出調(diào)整，以保證輸出電壓的穩(wěn)定。因此電源環(huán)路補(bǔ)償?shù)捻憫?yīng)速度和穩(wěn)定性決定了電源輸出的調(diào)整速度和精度。反激開關(guān)電源設(shè)計中，常用光耦PC817 和三端穩(wěn)壓管TL431 構(gòu)成的反饋環(huán)路來對電源輸出進(jìn)行調(diào)整，如圖1 所示，輸出端Vo通過電阻分壓后與TL431 的參考電壓值進(jìn)行比較，比較結(jié)果經(jīng)由電源管理芯片處理后輸出相應(yīng)的PWM 信號，以此動態(tài)調(diào)整輸出端電壓值[13]。具體對反饋環(huán)路進(jìn)行分析時，常對控制系統(tǒng)進(jìn)行線性化處理，滿足低頻、小信號、忽略紋波的前提下建立反饋補(bǔ)償回路的小信號等效回路，由等效回路求得環(huán)路的傳遞函數(shù)[6，14]。圖4 為環(huán)路補(bǔ)償電路的小信號等效回路。

圖4 環(huán)路補(bǔ)償電路等效回路

根據(jù)圖4 可以求得反饋電路的傳遞函數(shù):

式中:CTR 為光耦電流傳輸比，取CTR ＝5。該環(huán)路存在一個原點(diǎn)極點(diǎn)，一個零點(diǎn)和一個極點(diǎn)，為Ⅱ型補(bǔ)償器。

圖5 為本文所設(shè)計環(huán)路補(bǔ)償電路傳遞函數(shù)的伯德圖，從圖中可看出低頻增益為40 dB，中頻增益為25 dB，當(dāng)增益為0 時的幅值裕度大于90°。該補(bǔ)償環(huán)路的截止頻率較高，可有效提高補(bǔ)償環(huán)路的調(diào)整速度。

圖5 環(huán)路補(bǔ)償電路傳遞函數(shù)伯德圖

3 仿真分析及實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

采用合適的仿真軟件對設(shè)計方案進(jìn)行仿真驗(yàn)證和分析，可有效避免設(shè)計失誤，提高設(shè)計效率和設(shè)計可靠性。本文采用Saber 軟件進(jìn)行仿真，此處主要對2.3.4 中所提出的匝數(shù)調(diào)整方法的有效性進(jìn)行仿真驗(yàn)證。

3.1 Saber 軟件仿真

在Saber 軟件中搭建電路模型，分別對繞組匝數(shù)調(diào)整前后進(jìn)行仿真，得到MOS 管ds 端電壓結(jié)果，如圖6 所示。為方便測量反射電壓，仿真過程采用＋150 V 直流供電。根據(jù)仿真結(jié)果，匝數(shù)調(diào)整前反射電壓約為100 V，而匝數(shù)經(jīng)過調(diào)整后的反射電壓約為110 V。

圖6 MOS 管漏源極電壓波形

圖7 所示為非反饋輸出端電壓值，從圖中可以看出，匝數(shù)調(diào)整前＋5 V 輸出端電壓值誤差約為20%，調(diào)整后降低為2.6%。

圖7 非反饋輸出端電壓值

仿真結(jié)果表明，本文所提出的匝數(shù)調(diào)整計算方法可使反射電壓接近預(yù)定值，且非反饋繞組輸出端電壓值更為準(zhǔn)確。

3.2 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

根據(jù)本文所設(shè)計完成的開關(guān)電源電路制作樣機(jī)，對其性能進(jìn)行測量。

在交流輸入220 V 條件下，對有電壓反饋電路的輸出端進(jìn)行檢測，利用示波器采集輸出端電壓信號，結(jié)果如圖8 所示。

圖8 ＋5 V，＋15 V/－7.5 V 輸出端電壓值

從示波器電壓采樣波形可以看出，輸出端電壓輸出波形平滑，紋波均在2%以內(nèi)，說明該電源具有較高的穩(wěn)定性。

對其余3 路非反饋電路的輸出端電壓進(jìn)行測量，結(jié)果如表2 所示，各路輸出端的的誤差均在4%以內(nèi)，完全達(dá)到設(shè)計要求。

表2 4 路電源輸出電壓值

4 結(jié)論

本文以基于UC3842 控制芯片的多路輸出反激式開關(guān)電源設(shè)計為例，全面分析了該類電源的設(shè)計流程和關(guān)鍵要點(diǎn)，重點(diǎn)分析了反激變壓器和電壓反饋電路的設(shè)計計算方法，為該類電源設(shè)計提供了理論指導(dǎo)和實(shí)際樣例參考。研究結(jié)果表明，反激變壓器及電壓反饋電路的設(shè)計對于電源的實(shí)際性能較為重要，反射電壓可通過匝數(shù)比調(diào)整予以優(yōu)化。利用Saber 仿真軟件輔助設(shè)計具有較好的可信度。

此外，本文所完成實(shí)物樣機(jī)的變壓器系手工繞制，如采用專用設(shè)備生產(chǎn)，各路輸出端電壓誤差有望進(jìn)一步減小。如何減小變壓器漏感，提高繞組間的耦合系數(shù)，對于該類電源的設(shè)計和生產(chǎn)應(yīng)予以重點(diǎn)考慮。