戈寶軍, 李同彬, 徐驍, 王越, 卜敬宇

(1.哈爾濱理工大學(xué) 電氣與電子工程學(xué)院,黑龍江 哈爾濱 150080; 2.佳木斯電機(jī)股份有限公司,黑龍江 佳木斯 154002)

0 引 言

感應(yīng)電機(jī)性能可靠廣泛應(yīng)用于工業(yè)生產(chǎn)中,是重要負(fù)荷類型。隨著單機(jī)容量不斷增加,電磁負(fù)荷不斷增大,高壓成為感應(yīng)電機(jī)行業(yè)發(fā)展趨勢[1]。但其結(jié)構(gòu)緊湊,導(dǎo)致散熱效果差溫升問題逐漸突顯[2]。為了改善電機(jī)溫升問題,提出混合通風(fēng)冷卻方式。但分析含混合通風(fēng)結(jié)構(gòu)的電機(jī)均忽略了混合通風(fēng)結(jié)構(gòu)對電機(jī)磁場和損耗的影響[3]。目前研究混合通風(fēng)結(jié)構(gòu)感應(yīng)電機(jī),采用軸向通風(fēng)結(jié)構(gòu)電機(jī)等效為混合通風(fēng)結(jié)構(gòu)電機(jī)的方法進(jìn)行分析。但此方法將徑向通風(fēng)結(jié)構(gòu)等效為無徑向通風(fēng)結(jié)構(gòu)電機(jī),無法全面考慮徑向通風(fēng)道邊緣漏磁和轉(zhuǎn)子通風(fēng)槽板對電機(jī)磁場和性能參數(shù)的影響[4-5]。電機(jī)結(jié)構(gòu)的變化會極大地影響電機(jī)磁場分布和性能參數(shù),因此研究混合通風(fēng)結(jié)構(gòu)對電機(jī)磁場與性能的改變,可為混合通風(fēng)結(jié)構(gòu)電機(jī)的設(shè)計與運(yùn)行性能的研究提供參考。

國內(nèi)外學(xué)者針對通風(fēng)結(jié)構(gòu)對電機(jī)電磁性能的影響,主要使用二維有限元計算方法分析研究[6-7]。文獻(xiàn)[6]采用二維有限元場-路-運(yùn)動耦合法,建立混合通風(fēng)結(jié)構(gòu)分析模型,研究不同通風(fēng)結(jié)構(gòu)對電機(jī)定、轉(zhuǎn)子磁場和氣隙磁場的影響,同時計算出了鐵心損耗。但是忽略了混合通風(fēng)結(jié)構(gòu)對電機(jī)磁場軸向分布的影響。文獻(xiàn)[7]基于二維有限元法,將電機(jī)定子鐵心徑向通風(fēng)道等效為硅鋼片疊壓系數(shù),研究定子徑向通風(fēng)道數(shù)量對永磁同步發(fā)電機(jī)的影響。當(dāng)鐵心有效長度不變時,增加徑向通風(fēng)道的數(shù)量會使得電機(jī)效率降低。該方法忽略了徑向通風(fēng)道邊緣漏磁對電機(jī)氣隙磁場的影響。文獻(xiàn)[8]運(yùn)用三維有限元法研究定子徑向通風(fēng)結(jié)構(gòu)對永磁同步發(fā)電機(jī)電磁參數(shù)的影響。為簡化計算模型,只建立定子繞組、定子槽和部分轉(zhuǎn)子,省略了定子軛部和轉(zhuǎn)子軛部。此方法無法對電機(jī)整體磁場分布和損耗計算分析。文獻(xiàn)[9]運(yùn)用三維有限元法對含定、轉(zhuǎn)子徑向通風(fēng)結(jié)構(gòu)的十二相感應(yīng)電機(jī)附加損耗計算分析。為簡化計算,其模型將轉(zhuǎn)子徑向通風(fēng)道等效為轉(zhuǎn)子鐵心疊壓系數(shù)。此方法忽略了轉(zhuǎn)子鐵心分段和轉(zhuǎn)子通風(fēng)槽板對電機(jī)磁場的影響。

目前國內(nèi)外學(xué)者對混合通風(fēng)結(jié)構(gòu)電機(jī)的研究,均無法對其準(zhǔn)確分析,為全面反應(yīng)建立混合通風(fēng)結(jié)構(gòu)對電機(jī)磁場分布以及損耗和性能參數(shù)影響,需采用三維有限元計算方法。

本文以6 000 V、4 500 kW中型高壓感應(yīng)電機(jī)為例,充分考慮氣隙磁場受徑向通風(fēng)道邊緣漏磁的影響,建立混合通風(fēng)結(jié)構(gòu)電機(jī)和同計算功率軸向通風(fēng)結(jié)構(gòu)電機(jī)的三維瞬態(tài)有限元模型,對樣機(jī)額定工況進(jìn)行電磁計算。對比分析建立混合通風(fēng)結(jié)構(gòu)電機(jī)磁場分布特征,計算混合通風(fēng)結(jié)構(gòu)鐵耗、銅耗和轉(zhuǎn)子通風(fēng)槽板的損耗和主要性能參數(shù),并與軸向通風(fēng)結(jié)構(gòu)電機(jī)參數(shù)對比分析。最后,實驗證明了分析與計算結(jié)果的合理性和準(zhǔn)確性,以及混合通風(fēng)結(jié)構(gòu)對電機(jī)電磁性能的影響不可忽略。

1 軸向風(fēng)路電機(jī)建模與磁場分析

本文高壓感應(yīng)電機(jī)為變頻電機(jī),繞組為Y接,額定工況頻率為67 Hz,極數(shù)為2,鐵心長為640 mm。電機(jī)模型主要參數(shù)如表1所示。

表1 電機(jī)模型主要參數(shù)Table 1 Main parameters of motor model

由于該電機(jī)采用混合通風(fēng)結(jié)構(gòu),電機(jī)的氣隙磁場沿軸向分布不只是在定轉(zhuǎn)子鐵心之間,有少部分氣隙磁場分布在沒有硅鋼片的徑向通風(fēng)道中,轉(zhuǎn)子通風(fēng)槽板采用Q235A材料,此材料具有導(dǎo)磁和導(dǎo)電性,在電機(jī)運(yùn)行時,產(chǎn)生渦流損耗。傳統(tǒng)方法在分析混合通風(fēng)結(jié)構(gòu)電機(jī)時,采用軸向通風(fēng)結(jié)構(gòu)電機(jī)等效混合通風(fēng)結(jié)構(gòu)電機(jī),默認(rèn)氣隙磁場沿軸向均勻分布,計算模型忽略電機(jī)徑向通風(fēng)道以及轉(zhuǎn)子通風(fēng)槽板。保證計算精度相同,只考慮徑向通風(fēng)結(jié)構(gòu)改變對電機(jī)磁場和性能的影響,混合通風(fēng)結(jié)構(gòu)建立前后均使用三維有限元法分析。為保證電機(jī)計算功率不變,需要通過混合通風(fēng)結(jié)構(gòu)電機(jī)的鐵心長,等效計算出軸向通風(fēng)結(jié)構(gòu)電機(jī)的有效鐵心長[10]。定、轉(zhuǎn)子都具有徑向通風(fēng)道且相互對齊,計算公式為

(1)

為方便描述,本文簡稱無徑向通風(fēng)結(jié)構(gòu)電機(jī)為軸向風(fēng)路電機(jī)。本文電機(jī)極數(shù)為2,考慮到電機(jī)尺寸較大,同時繞組重復(fù)排列,磁場分布具有周期對稱性,為節(jié)省計算時間以及簡化計算,軸向風(fēng)路電機(jī)和混合風(fēng)路電機(jī)三維有限元模型均采用軸向1/2、周向1/2計算模型。電機(jī)繞組端部為喇叭口形,其結(jié)構(gòu)是電機(jī)中最復(fù)雜的部分,但定子繞組端部對電機(jī)鐵心段磁場影響很小,建立端部模型會極大地增加網(wǎng)格數(shù)量和計算時長。省略繞組端部模型,將繞組端部電阻R1d=0.015 22 Ω和端部電抗X1d=0.387 4 Ω計算到模型電路中,減少計算時長。軸向風(fēng)路電機(jī)三維有限元計算模型如圖1所示。

圖1 軸向風(fēng)路電機(jī)模型Fig.1 Axial wind path motor model

在三維瞬態(tài)場中采用的是T,ψ-ψ算法[11-12],低頻瞬態(tài)磁場麥克斯韋方程組計算式為:

(2)

式中:B為磁通密度;H為磁場強(qiáng)度;σ為電導(dǎo)率。

在渦流區(qū):

(3)

在非渦流區(qū):

▽·μ▽ψ=▽·μHs。

(4)

式中:T為矢量電位;Hs為源電流密度在空間中產(chǎn)生的磁場強(qiáng)度;ψ為標(biāo)量磁位;μ為磁導(dǎo)率;t為時間。對于變化的磁場在求解三維瞬態(tài)磁場時,其棱邊上的矢量位自由度采用一階元計算,而節(jié)點(diǎn)上的標(biāo)量位自由度采用二階元計算。

對額定工況下的電機(jī)進(jìn)行計算,1.5 s時達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài),電機(jī)磁場分布如圖2所示。

圖2 軸向風(fēng)路電機(jī)磁通密度分布Fig.2 Magnetic flux density distribution of axial wind circuit motor

從圖2可以看出軸向風(fēng)路電機(jī)磁場呈現(xiàn)兩極對稱分布,電機(jī)少量定、轉(zhuǎn)子齒部和軸向通風(fēng)孔周圍磁密大于1.8 T出現(xiàn)飽和。這是由于電機(jī)運(yùn)行時,磁極相對處磁密幅值較大,而定子齒部和轉(zhuǎn)子齒部磁路相對較小,所以出現(xiàn)飽和。轉(zhuǎn)子軛部由于建立軸向通風(fēng)孔導(dǎo)致電機(jī)轉(zhuǎn)子軛部磁路出現(xiàn)局部飽和。

2 混合風(fēng)路電機(jī)建模與磁場分析

2.1 混合風(fēng)路電機(jī)三維有限元建模與磁場分布

為方便描述,本文簡稱含徑向通風(fēng)結(jié)構(gòu)電機(jī)為混合風(fēng)路電機(jī)。混合風(fēng)路電機(jī)三維有限元計算模型如圖3所示。

圖3 混合風(fēng)路電機(jī)模型Fig.3 Hybrid air circuit motor model

對額定工況下的電機(jī)進(jìn)行計算,1.5 s時達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài),混合風(fēng)路電機(jī)磁場分布如圖4所示。

圖4 混合風(fēng)路電機(jī)磁通密度分布Fig.4 Magnetic flux density distribution of hybrid air circuit motor

從圖4可以看出混合風(fēng)路電機(jī)磁場呈現(xiàn)兩極對稱分布,電機(jī)轉(zhuǎn)子齒部和定子齒部磁密大于1.8 T出現(xiàn)飽和。軸向通風(fēng)孔周圍磁密在1.8 T附近,局部出現(xiàn)飽和,相較于軸向風(fēng)路電機(jī),由于建立徑向通風(fēng)結(jié)構(gòu)的影響,定、轉(zhuǎn)子齒部飽和程度更加嚴(yán)重。對電機(jī)定、轉(zhuǎn)子鐵心軸向中心處做切面,對電機(jī)定、轉(zhuǎn)子鐵心磁密進(jìn)行徑向和切向分解。徑向和切向磁密分布如圖5和圖6所示。

圖5 徑向磁密分布Fig.5 Radial magnetic density distribution

圖6 切向磁密分布Fig.6 Tangential magnetic density distribution

從圖5和圖6可以看出電機(jī)定子軛部和轉(zhuǎn)子軛部切向磁密幅值較高,而定子齒部和轉(zhuǎn)子齒部徑向磁密幅值較高,所以有必要對電機(jī)的定、轉(zhuǎn)子軛部和齒部磁密分別進(jìn)行分析。

2.2 定轉(zhuǎn)子鐵心分析位置的選取

為分析混合通風(fēng)結(jié)構(gòu)對電機(jī)軸向磁場分布的影響,對混合風(fēng)路電機(jī)做軸向切面,如圖7所示。

圖7 軸向切面Fig.7 Axial section

同時對混合風(fēng)路電機(jī)每段鐵心和徑向通風(fēng)道進(jìn)行編號,作為分析位置,鐵心段編號為1～5,徑向通風(fēng)道編號為V1～V4,如圖8所示。

圖8 混合風(fēng)路電機(jī)鐵心編號Fig.8 Hybrid air circuit motor core number

2.3 混合通風(fēng)結(jié)構(gòu)對電機(jī)軸向磁場分布的影響

混合風(fēng)路電機(jī)軸向磁密分布和磁密矢量分布如圖9所示。

圖9 電機(jī)軸向磁場分布Fig.9 Axial magnetic field distribution of motor

從圖9中可以看出,電機(jī)部分磁場分布在定、轉(zhuǎn)子徑向通風(fēng)道內(nèi),定、轉(zhuǎn)子軛部附近徑向通風(fēng)道內(nèi)磁場分布基本沿電機(jī)切向方向,而定、轉(zhuǎn)子齒部附近徑向通風(fēng)道磁場分布,相對復(fù)雜,方向不唯一,主要有兩條路徑,一部分沿電機(jī)徑向方向進(jìn)入到氣隙,另一部分沿電機(jī)切向方向進(jìn)入到電機(jī)齒部,這是由于混合通風(fēng)結(jié)構(gòu)電機(jī)鐵心分段導(dǎo)致邊緣效應(yīng)。

為對比分析混合通風(fēng)結(jié)構(gòu)對電機(jī)定、轉(zhuǎn)子磁場的影響,分別求取軸向風(fēng)路電機(jī)定子軛、定子齒、轉(zhuǎn)子齒、轉(zhuǎn)子軛磁密均值。由于混合風(fēng)路電機(jī)每段鐵心長度不等,分別求取三維電機(jī)1～5段鐵心的定子軛、定子齒、轉(zhuǎn)子齒、轉(zhuǎn)子軛的磁密均值疊加再求取平均值與軸向風(fēng)路電機(jī)對比,如表2所示。

表2 分析位置磁密均值對比Table 2 Comparison of magnetic density 單位:T

從表2可以看出,混合風(fēng)路電機(jī)定子軛部、定子齒部、轉(zhuǎn)子軛部磁密均值大于軸向風(fēng)路電機(jī),這是因為混合風(fēng)路電機(jī)實際鐵心長比軸向風(fēng)路電機(jī)短,定子鐵心處磁路面積更小,使得混合風(fēng)路電機(jī)磁密均值增大?；旌巷L(fēng)路電機(jī)和軸向風(fēng)路電機(jī)轉(zhuǎn)子齒部磁密均值相差不大。

2.4 混合通風(fēng)結(jié)構(gòu)對氣隙磁場的影響

混合風(fēng)路電機(jī)氣隙磁場分布如圖10所示,氣隙磁密沿軸向分布為中間低兩端高的趨勢,這是由于電機(jī)鐵心段厚度沿著電機(jī)兩端到中心逐漸減小,使得氣隙磁場隨著鐵心段厚度減小而降低。

圖10 混合通風(fēng)結(jié)構(gòu)電機(jī)氣隙磁密波形Fig.10 Hybrid air circuit motor air gap magnetic density waveform

為了研究混合通風(fēng)結(jié)構(gòu)對電機(jī)氣隙磁場的影響,對混合風(fēng)路電機(jī)和軸向風(fēng)路電機(jī)軸向氣隙磁密進(jìn)行疊加求平均值的方式,繪制氣隙磁密波形。軸向風(fēng)路電機(jī)氣隙磁密波形與混合風(fēng)路電機(jī)氣隙磁密波形對比如圖11所示。

圖11 氣隙磁密波形對比Fig.11 Air gap magnetic density waveform comparison

對軸向風(fēng)路電機(jī)氣隙磁密波形和混合風(fēng)路電機(jī)氣隙磁密波形進(jìn)行波形畸變率計算,得出軸向風(fēng)路電機(jī)氣隙磁密波形畸變率為8.07%,混合風(fēng)路電機(jī)氣隙磁密波形畸變率為16.8%,即軸向風(fēng)路電機(jī)氣隙磁密波形更加趨于正弦。由于定轉(zhuǎn)子開槽,氣隙磁場除基波外,還會存在大量的諧波磁場,諧波磁場會在電機(jī)運(yùn)行時產(chǎn)生諧波損耗,影響電機(jī)的效率。對兩氣隙磁密波形進(jìn)行傅里葉分解,對氣隙磁密基波和諧波進(jìn)行對比分析,如圖12所示。

圖12 氣隙磁密諧波對比Fig.12 Magnetic density harmonic correlation of air gap

從圖12可以看出,軸向風(fēng)路電機(jī)氣隙磁密基波幅值為0.638 T,混合風(fēng)路電機(jī)氣隙磁密基波幅值為0.577 T,在考慮徑向通風(fēng)結(jié)構(gòu)后,電機(jī)的氣隙磁密基波幅值降低,降幅為9.6%,同時混合風(fēng)路電機(jī)的3次諧波幅值更大。這是因為混合風(fēng)路電機(jī)對比軸向風(fēng)路電機(jī)的實際鐵心長更短,使得鐵心更加飽和,增大了鐵心磁路的磁阻,鐵心分得更多的磁壓降,為了維持主磁場不變,削弱了氣隙磁場?；旌巷L(fēng)路電機(jī)的各次諧波也有不同程度得增加,尤其是39、41、47、49次諧波增加較為明顯。39和41次諧波是轉(zhuǎn)子1階齒諧波,39次諧波幅值為0.133 T,占基波的23.05%,41次諧波幅值為0.128 T,占基波的22.18%。47和49次諧波是定子1階齒諧波,47次諧波幅值為0.179 T,占基波的31.02%,49次諧波幅值為0.139 T,占基波的24.09%。由此可見,徑向通風(fēng)結(jié)構(gòu)對電機(jī)的定、轉(zhuǎn)子和氣隙磁場影響較大,不可忽略,同時電機(jī)建立徑向通風(fēng)結(jié)構(gòu)不利于電機(jī)磁場的分布。

2.5 轉(zhuǎn)子通風(fēng)槽板磁場分布

混合通風(fēng)結(jié)構(gòu)電機(jī)轉(zhuǎn)子徑向通風(fēng)道處安裝通風(fēng)槽板,用來增加電機(jī)的通風(fēng)散熱能力。通風(fēng)槽板采用的是Q235A材料,此材料具有導(dǎo)磁性。電機(jī)在運(yùn)行時,部分磁場會分布在通風(fēng)槽板上,轉(zhuǎn)子通風(fēng)槽板磁場分布如圖13所示。

圖13 通風(fēng)槽板磁場分布Fig.13 Magnetic field distribution of ventilation slot plate

從圖13中可以看出,通風(fēng)槽板齒頂處和通風(fēng)孔周圍磁密相對較高,在1.8 T附近。這是由于轉(zhuǎn)子鐵心建立軸向通風(fēng)孔,使得轉(zhuǎn)子軛部鐵心出現(xiàn)局部飽和,同時通風(fēng)槽板和轉(zhuǎn)子鐵心緊密接觸,使得部分磁場泄漏到轉(zhuǎn)子通風(fēng)槽板。

3 混合風(fēng)路高壓感應(yīng)電機(jī)損耗計算

3.1 鐵心損耗和銅耗計算模型

鐵心損耗的計算模型目前廣泛使用的是Bertotti三項式模型[13-15],鐵心損耗由磁滯損耗和渦流損耗兩部分組成,計算公式為

(6)

式中:Bm為鐵心磁密;kh、kc、ke分別為磁滯損耗系數(shù)、經(jīng)典渦流損耗系數(shù)、異常渦流損耗系數(shù);f為磁場頻率。

本文通過有限元法,計算電機(jī)額定工況時的鐵心損耗。對于任一單元e,假定定子鐵心共n個剖分單元,考慮到鐵心中磁密在一個時間周期內(nèi)含有μ次諧波分量,計算鐵心損耗公式為

(7)

式中:Brk為磁通密度徑向第k次分量幅值;Btk為磁通密度切向第k次分量幅值。

定、轉(zhuǎn)子銅耗的計算方法同樣使用有限元計算模型[16],計算公式為:

(8)

3.2 轉(zhuǎn)子通風(fēng)槽板渦流損耗計算

通過上文分析,部分磁場分布在轉(zhuǎn)子通風(fēng)槽板上,通風(fēng)槽板材料為Q235A,此材料具有導(dǎo)電性,其電導(dǎo)率為5×106S/m。電機(jī)在運(yùn)行時,磁場會在通風(fēng)槽板感生電流,產(chǎn)生渦流損耗,進(jìn)而影響電機(jī)的效率和溫升。所以需要對通風(fēng)槽板的渦流損耗進(jìn)行計算。

通過有限元法求解得到一個電周期T內(nèi),轉(zhuǎn)子通風(fēng)槽板渦流損耗平均值Pav[17-18],計算公式為:

(9)

式中:Je(t)為渦流電密;Ve為有限元體積;T為電周期;P(e)(t)為渦流損耗瞬時值。

混合風(fēng)路電機(jī)在額定狀態(tài)下,轉(zhuǎn)子通風(fēng)槽板渦流電密分布如圖14所示。

圖14 通風(fēng)槽板渦流電密分布Fig.14 Eddy current density distribution

從圖14可以看出,通風(fēng)槽板渦流電密的最大值分布在齒頂處,最高為48 120 A/m2,渦流電密相對較小,通風(fēng)槽板的渦流損耗主要分布在齒頂處。

4 計算結(jié)果分析與實驗驗證

通過上述方法,計算出混合風(fēng)路感應(yīng)電機(jī)和軸向風(fēng)路感應(yīng)電機(jī)額定工況運(yùn)行時達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)的結(jié)果。將計算后的損耗參數(shù)進(jìn)行對比分析,如圖15所示。

圖15 損耗對比Fig.15 Loss comparison

從圖15可以看出,混合風(fēng)路電機(jī)總鐵耗為32.78 kW,軸向風(fēng)路電機(jī)總鐵耗為29.17 kW,損耗相差較大。這是因為電機(jī)鐵心損耗主要在電機(jī)定子鐵心產(chǎn)生,鐵心損耗與磁密的平方成正比,通過上文分析得到,考慮電機(jī)徑向通風(fēng)結(jié)構(gòu)后,電機(jī)定、轉(zhuǎn)子軛部和定子齒部磁密增加,使得鐵心損耗增大,鐵心損耗相較于軸向風(fēng)路電機(jī)增幅11.01%。通過計算,求得混合風(fēng)路感應(yīng)電機(jī)的9個通風(fēng)槽板的總渦流損耗平均值為30.1 W,數(shù)值較小,這是因為渦流的大小和轉(zhuǎn)子磁場的頻率成正比,電機(jī)在額定工況運(yùn)行時,轉(zhuǎn)子磁場的頻率f2=sf1,其中s為轉(zhuǎn)差率,定子磁場頻率f1=67 Hz,電機(jī)在額定運(yùn)行時轉(zhuǎn)差率s=0.004 97,轉(zhuǎn)子磁場的頻率僅為f2=0.333 Hz,所以感應(yīng)出的渦流電密相對較小,同時通風(fēng)槽板具有小的體積,使得渦流損耗值相對較小,對電機(jī)效率的影響可以忽略不計?；旌巷L(fēng)路感應(yīng)電機(jī)總銅耗為36.47 kW,軸向風(fēng)路感應(yīng)電機(jī)總銅耗為35.636 kW,相較軸向風(fēng)機(jī)電機(jī)損耗有所增加。這是因為混合風(fēng)路感應(yīng)電機(jī)考慮徑向通風(fēng)結(jié)構(gòu)后,定、轉(zhuǎn)子鐵心實際長度更短,電機(jī)在運(yùn)行時磁路更加飽和,使得漏磁增加,定子電流增大,導(dǎo)致電機(jī)銅耗增加。

混合風(fēng)路電機(jī)和軸向風(fēng)路電機(jī)性能參數(shù)對比如表3所示。

表3 性能參數(shù)對比Table 3 Comparison of loss and performance parameters

從表3可以看出,混合風(fēng)路感應(yīng)電機(jī)相較于軸向感應(yīng)風(fēng)路電機(jī)的轉(zhuǎn)矩更小,這是因為感應(yīng)電機(jī)的轉(zhuǎn)矩與氣隙磁密的幅值成正比,由于考慮徑向通風(fēng)道,使得電機(jī)鐵心更加飽和,增大了鐵心處的磁壓降,削弱了氣隙磁場,進(jìn)而降低電機(jī)的電磁轉(zhuǎn)矩?？紤]徑向通風(fēng)結(jié)構(gòu)后,混合風(fēng)路感應(yīng)電機(jī)比軸向風(fēng)路感應(yīng)電機(jī)銅耗和鐵耗更大,混合風(fēng)路感應(yīng)電機(jī)效率下降了0.19%,功率因數(shù)降低了0.006。

4.1 電機(jī)溫度分布與實驗驗證

將混合風(fēng)路感應(yīng)電機(jī)和軸向風(fēng)路感應(yīng)電機(jī)計算出的損耗結(jié)果作為熱源帶入到溫度場中[19],計算出電機(jī)溫度分布,如圖16和圖17所示。

圖16 軸向風(fēng)路熱源電機(jī)溫度分布Fig.16 Temperature distribution of axial air path heat source motor

圖17 混合風(fēng)路熱源電機(jī)溫度分布Fig.17 Temperature distribution of heat source motor in mixed air circuit

從圖16和圖17可以看出,電機(jī)溫度最高位置在定子槽底,軸向風(fēng)路感應(yīng)電機(jī)損耗作為熱源,電機(jī)最高溫度為73.6 ℃,混合風(fēng)路電機(jī)損耗作為熱源,電機(jī)最高溫度為75.1 ℃。由于混合風(fēng)路感應(yīng)電機(jī)損耗計算出的損耗高于軸向風(fēng)路感應(yīng)電機(jī)的損耗,所以符合溫度分布規(guī)律。由于鐵心損耗和鐵心質(zhì)量成正比,電機(jī)的兩端鐵心段更厚,鐵心損耗占比更大,同時更厚的鐵心段與冷卻氣的熱傳遞不夠充分,導(dǎo)致電機(jī)鐵心局部出現(xiàn)溫度較高的情況。

為了保證簡化模型和計算分析的合理性和準(zhǔn)確性,對電機(jī)做了溫度測量。圖18為本文實驗樣機(jī)。

圖18 實驗樣機(jī)Fig.18 Test machine

在實驗過程中,將鉑金電阻放置在3個定子槽中,測量電機(jī)定子側(cè)上下繞組層間的絕緣溫度。鉑金電阻的阻值會隨溫度變化而變化。當(dāng)電機(jī)穩(wěn)定運(yùn)行時,電機(jī)內(nèi)溫度升高,緊貼在絕緣層間的鉑金電阻阻值發(fā)生改變,通過鉑金電阻阻值與其溫度的對應(yīng)關(guān)系,可以得到實驗測量溫度。鉑金電阻、鉑金電阻安裝位置和電機(jī)測溫位置,如圖19和圖20所示。

圖19 鉑金電阻安裝位置Fig.19 Platinum resistance installation position

圖20 電機(jī)測溫位置Fig.20 Motor temperature measurement position

本實驗共測得5組數(shù)據(jù),舍棄最大值79.9 ℃和最小值68 ℃。層間絕緣仿真數(shù)據(jù)與實驗測量結(jié)果對比如圖21所示。

圖21 仿真結(jié)果和實驗結(jié)果對比Fig.21 Comparison of calculation results and test results

通過圖21對比可以看出,3組實驗數(shù)據(jù)平均值為73.6 ℃,軸向風(fēng)路電機(jī)損耗作為熱源仿真平均值為72.48 ℃,誤差為1.52%,混合風(fēng)路電機(jī)損耗作為熱源仿真平均值為73.01 ℃,誤差為0.8%,對比結(jié)果證明了本文混合通風(fēng)結(jié)構(gòu)電機(jī)三維有限元計算方法的準(zhǔn)確性以及混合通風(fēng)結(jié)構(gòu)對電機(jī)電磁場性能的影響較大,同時證明了在設(shè)計和分析混合通風(fēng)結(jié)構(gòu)電機(jī)時,需考慮徑向通風(fēng)結(jié)構(gòu),不可用軸向通風(fēng)結(jié)構(gòu)電機(jī)等效分析。

5 結(jié) 論

本文分別建立混合風(fēng)路高壓感應(yīng)電機(jī)模型和軸向風(fēng)路高壓感應(yīng)電機(jī)模型,對比分析了混合通風(fēng)結(jié)構(gòu)對電機(jī)磁場分布和性能參數(shù)的影響,同時對其主要性能參數(shù)和損耗進(jìn)行計算,運(yùn)用實驗驗證了對比計算分析的精確性和合理性。通過對計算結(jié)果的分析得到以下結(jié)論:

1)為對比分析建立混合通風(fēng)結(jié)構(gòu)對感應(yīng)電機(jī)磁場和損耗的分布影響,建立了含轉(zhuǎn)子通風(fēng)槽板的混合風(fēng)路感應(yīng)電機(jī)和軸向風(fēng)路感應(yīng)電機(jī)三維有限元模型,此模型能夠計及混合通風(fēng)結(jié)構(gòu)和轉(zhuǎn)子通風(fēng)槽板對電機(jī)磁場和損耗的影響。同時繞組端部對電機(jī)直線段影響很小,避免建立復(fù)雜端部模型,減少計算時長,將端部電阻和端部電抗計算到模型電路中。

2)運(yùn)用三維有限元法計算得出,混合風(fēng)路感應(yīng)電機(jī)定子軛部磁密均值為0.909 T、定子齒部磁密均值為0.911 T、轉(zhuǎn)子齒部磁密均值為1.306 T、轉(zhuǎn)子軛部磁密均值為1.077 T。軸向風(fēng)路感應(yīng)電機(jī)定子軛部磁密均值為0.734 T、定子齒部磁密均值為0.851 T、轉(zhuǎn)子齒部磁密均值為1.301 T、轉(zhuǎn)子軛部磁密均值為0.872 T。相比之下,考慮混合通風(fēng)結(jié)構(gòu)時定、轉(zhuǎn)子鐵心磁密均值更大。由于磁路更加飽和導(dǎo)致氣隙磁場削弱,降低了電機(jī)電磁轉(zhuǎn)矩?；旌贤L(fēng)結(jié)構(gòu)對感應(yīng)電機(jī)磁場分布的影響不可忽略。

3)通過三維有限元法計算得出轉(zhuǎn)子通風(fēng)槽板上的渦流損耗為30.1 W,相對較小,對電機(jī)效率的影響可以忽略,鐵心損耗相較于軸向風(fēng)路電機(jī)增加3.61 kW,增幅為11.01%,對電機(jī)的效率和溫升影響不可忽略。通過實驗驗證了簡化模型和分析結(jié)果的準(zhǔn)確性和合理性,研究混合通風(fēng)結(jié)構(gòu)感應(yīng)電機(jī)時,需考慮徑向通風(fēng)結(jié)構(gòu)對電機(jī)電磁性能的影響。