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        用于5G智能手機(jī)的寬帶高隔離度MIMO天線

        2024-01-18 12:09:58楊雪霞
        無線電工程 2024年1期
        關(guān)鍵詞:枝節(jié)隔離度共模

        姚 婷,楊雪霞

        (上海大學(xué) 通信與信息工程學(xué)院,上海 200444)

        0 引言

        第五代移動(dòng)通信(5G)已正式投入商用,其主要特征之一是信息的大容量和高速率傳輸[1]。作為5G的關(guān)鍵技術(shù)之一,多輸入多輸出(Multiple-Input Multiple-Output,MIMO)技術(shù)能夠在不增加頻譜資源的情況下線性提升天線系統(tǒng)的信道容量和數(shù)據(jù)傳輸速率[2],但需在終端內(nèi)部放置多個(gè)天線單元以支持該技術(shù)。然而,隨著終端設(shè)備向小型化發(fā)展,留給天線的空間越來越有限,而天線數(shù)量的增加需要單元緊密排列,由此引發(fā)的強(qiáng)互耦會(huì)影響天線性能。最初5G手機(jī)天線的研究主要集中在3.4~3.6 GHz[3-5]頻段,其帶寬有限。隨著5G在全球的部署,需要手機(jī)天線能夠覆蓋5G NR的所有頻段:n77(3.3~4.2 GHz)、n78(3.3~3.8 GHz)、n79(4.4~5.0 GHz)及LTE band 46(5.150~5.925 GHz)。因此,對(duì)5G手機(jī)MIMO天線提出了小型化、寬頻段和高隔離度的要求。

        5G手機(jī)MIMO天線的傳統(tǒng)設(shè)計(jì)方案是直接在電路板不同區(qū)域放置4~8個(gè)獨(dú)立天線單元,然后采用增大單元間距[6]或增加去耦結(jié)構(gòu)等方法提高隔離度,包括蝕刻缺陷地[7]、加載中和線[8]、集總元件[9]或接地枝節(jié)[10-11]等。但該方案的MIMO天線系統(tǒng)整體占用空間較大。近年提出了一種新方案,將2個(gè)間隔很近或共用輻射體的天線單元集成為一個(gè)雙單元模塊,并通過對(duì)稱放置4個(gè)天線對(duì)形成8元MIMO陣列[12-18]。該方案的MIMO天線系統(tǒng)結(jié)構(gòu)緊湊,能夠提高空間利用率,但難點(diǎn)在于如何消除天線對(duì)兩端口間的互耦。文獻(xiàn)[13]提出了一種由2個(gè)極化正交的單極子和偶極子天線構(gòu)成的雙單元模塊,隔離度高于17 dB;文獻(xiàn)[14]提出了一種基于差/共模對(duì)消理論的共用輻射體自去耦天線對(duì),隔離度高于11.5 dB;文獻(xiàn)[15-16]均提出了通過加載集總元件去耦的天線對(duì),隔離度高于11 dB。上述文獻(xiàn)在提高隔離度的同時(shí)有效降低了MIMO天線系統(tǒng)的整體尺寸,但都工作于窄帶。文獻(xiàn)[17~18]提出了2種寬帶解耦的天線對(duì),但尺寸都較大。

        基于上述狀況,本文提出了一種用于5G智能手機(jī)的寬帶高隔離度雙單元天線對(duì)及其構(gòu)成的8元MIMO陣列。該天線能夠在寬頻段內(nèi)實(shí)現(xiàn)高的隔離度,同時(shí)結(jié)構(gòu)緊湊、效率高,且包絡(luò)相關(guān)系數(shù)(Envelope Correlation Coefficient,ECC)低,對(duì)未來5G智能手機(jī)MIMO天線設(shè)計(jì)具有應(yīng)用價(jià)值。

        1 天線對(duì)結(jié)構(gòu)和工作原理

        1.1 天線對(duì)基本結(jié)構(gòu)

        雙單元天線對(duì)在手機(jī)上的位置如圖1所示,系統(tǒng)電路板尺寸為150 mm×75 mm,其側(cè)邊框高度為6 mm,邊框與電路板的材料均采用厚度為0.8 mm的FR4介質(zhì)基板(εr=4.4,tanδ=0.002)。接地板位于電路板下表面,且與側(cè)邊框之間有1.5 mm的地板凈空。圖2為雙單元天線對(duì)具體結(jié)構(gòu),圖2(a)是天線對(duì)的三維圖,天線對(duì)由2個(gè)直接饋電的倒L型單極子、一個(gè)類“π”型接地枝節(jié)和一個(gè)L型寄生枝節(jié)組成。倒L型單極子和類“π”型接地枝節(jié)印刷在側(cè)邊框內(nèi)表面和電路板上表面,前者通過50 Ω微帶線直接饋電,后者通過鄰近耦合饋電的方式被激勵(lì)。L型寄生枝節(jié)印刷在側(cè)邊框外表面和電路板下表面,通過金屬化過孔與內(nèi)表面的類“π”型枝節(jié)連接。天線對(duì)中2個(gè)單元共用接地枝節(jié)和寄生枝節(jié),因此邊到邊的距離為零,其尺寸為26.8 mm×6 mm(0.29λ0×0.07λ0,λ0為3.3 GHz的自由空間波長(zhǎng)),天線對(duì)詳細(xì)結(jié)構(gòu)如圖2(b)所示。圖2(c)為天線對(duì)俯視圖,類“π”型枝節(jié)的2個(gè)接地分支在平行于接地面方向上由一條彎曲交指縫隙相連。

        圖1 天線對(duì)在手機(jī)中的位置Fig.1 Location of the antenna pair in the smartphone

        圖2 雙單元天線對(duì)結(jié)構(gòu)

        1.2 天線對(duì)的寬帶工作原理

        圖3為寬帶雙單元天線對(duì)的具體設(shè)計(jì)過程,參考天線Ant 1為直接饋電的倒L型單極子,由50 Ω微帶饋線和枝節(jié)ABC構(gòu)成,在其基礎(chǔ)上增加耦合短路帶DEFG形成參考天線Ant 2,再增加調(diào)諧枝節(jié)FH形成了天線單元Ant 3。Ant 3為耦合饋電的倒F天線(IFA),通過改變枝節(jié)BC長(zhǎng)度及耦合縫隙寬度s1可以調(diào)節(jié)阻抗匹配。最后由2個(gè)鏡像對(duì)稱的Ant 3單元以邊到邊零間距放置形成了寬帶的雙單元天線對(duì)初始結(jié)構(gòu),記為Case 1。

        圖3 寬帶雙單元天線對(duì)的設(shè)計(jì)過程Fig.3 Design process of the broadband antenna pair

        圖4為天線單元Ant 3與參考天線Ant 1、Ant 2的反射系數(shù)對(duì)比。當(dāng)只有倒L型單極子(Ant 1)時(shí),在5.5 GHz附近處有一個(gè)高頻諧振點(diǎn),增加耦合短路枝節(jié)后,Ant 2在3.8 GHz處增加了一個(gè)低頻諧振點(diǎn),并且由于枝節(jié)間的耦合作用,原來的高頻諧振點(diǎn)受到影響,往低頻移動(dòng)至4.8 GHz附近,2個(gè)諧振模式接近,達(dá)到了寬帶諧振的效果。在短路枝節(jié)DEFG左側(cè)延伸出一段調(diào)諧枝節(jié)FH進(jìn)一步改善了阻抗匹配,諧振程度加深,低頻阻抗帶寬變寬。圖5為天線對(duì)Case 1的仿真S參數(shù)。

        圖4 Ant 1、Ant 2與Ant 3的S11Fig.4 S11 of Ant 1、Ant 2 and Ant 3

        圖5 天線對(duì)Case 1的仿真S參數(shù)Fig.5 Simulated S parameters of Case 1

        由圖5可以看出,2個(gè)端口的-6 dB阻抗帶寬均能夠覆蓋3.3~6.0 GHz,相比于單元Ant 3,天線對(duì)Case 1的反射系數(shù)低頻截止頻率往高頻移動(dòng)了約0.3 GHz,主要是由于端口1、2距離太近產(chǎn)生的互耦影響。此外,在不增加任何去耦結(jié)構(gòu)情況下,兩端口間隔離度|S21|高于10 dB,滿足手機(jī)天線的基本要求。

        1.3 天線對(duì)的高隔離度工作原理

        天線對(duì)Case 1的自去耦特性可以通過差/共模對(duì)消理論[14]分析。文獻(xiàn)[14]提出了一種模式對(duì)消理論,證明了對(duì)稱互易雙端口天線的隔離度與其差模(Differential Mode,DM)和共模(Common Mode,CM)反射系數(shù)之間存在等量關(guān)系,即差、共模反射系數(shù)差值越小,雙單元天線對(duì)的隔離度越高,當(dāng)二者相等,差值為零時(shí),天線對(duì)兩端口的隔離度無窮大。

        圖6給出了天線對(duì)Case 1在不同激勵(lì)下的矢量電流分布。圖6(a)為兩端口激勵(lì)等幅同相信號(hào)(CM)的電流分布,即共模電流(ICM),圖6(b)為兩端口激勵(lì)等幅反相信號(hào)(DM)的電流分布,即差模電流(IDM)。由圖6(c)可以看出當(dāng)端口1激勵(lì)且端口2接50 Ω匹配負(fù)載時(shí),其電流分布(I1)可看成共模和差模電流相加:

        圖6 Case 1不同情況下的矢量電流分布Fig.6 Vector current distribution of Case 1

        I1=|ICM+IDM|。

        (1)

        圖6(d)顯示了當(dāng)端口2激勵(lì)且端口1接50 Ω匹配負(fù)載時(shí),其電流分布(I2)可以看成共模和差模電流相減:

        I2=|ICM-IDM|。

        (2)

        因此,當(dāng)共模、差模電流相等時(shí),非激勵(lì)端口上產(chǎn)生的電流相互抵消,兩端口可實(shí)現(xiàn)理想隔離效果。

        為了進(jìn)一步提高雙單元天線對(duì)的隔離度,采用加載電容的方法去耦,結(jié)構(gòu)演進(jìn)過程如圖7所示。圖7(a)Case 2的“π”型枝節(jié)中心位置處通過金屬化過孔與邊框外側(cè)的L形寄生枝節(jié)相連,該枝節(jié)沿側(cè)邊框外表面往電路板下表面折疊延伸,末端通過0.1 pF的電容1與接地板相連,其電容值大小用C1表示,低頻處形成了一個(gè)LC諧振回路。其仿真S參數(shù)如圖8(a)所示,隔離度S21曲線在3.2 GHz處多了一個(gè)凹陷點(diǎn),此處隔離度能達(dá)到30 dB,通過改變C1大小能調(diào)節(jié)凹陷點(diǎn)的頻率,顯著改善了天線對(duì)的低頻隔離度。

        圖7 天線對(duì)結(jié)構(gòu)演進(jìn)過程Fig.7 Evolution process of the antenna pair

        圖8 天線對(duì)演進(jìn)過程的S參數(shù)Fig.8 The S parameter of antenna pair evolution process

        圖7(b)Case 3中“π”型枝節(jié)的2個(gè)接地分支通過0.15 pF的電容2連接,其電容值大小用C2表示,結(jié)構(gòu)中間形成了一個(gè)串聯(lián)諧振回路,電流流經(jīng)此處會(huì)被短路。其仿真S參數(shù)如圖8(b)所示,可以看出加上電容2后,隔離度S21曲線在中心頻點(diǎn)4.9 GHz處增加了一個(gè)凹陷點(diǎn),該點(diǎn)的隔離度從10 dB提高到40 dB,顯著提高了中高頻段隔離度。考慮到加工測(cè)試時(shí)電容元件會(huì)增加損耗,影響天線效率,因此將電容1和2分別用0.2 mm的直縫隙和0.1 mm的交指型縫隙替代,形成了Case 4,結(jié)構(gòu)如圖7(c)所示。其仿真S參數(shù)如圖8(c)所示,可以看出,用分布式電容代替電容元件1和2后,去耦效果不受影響,其兩端口的反射系數(shù)和隔離度與Case 3基本一致。

        由于演進(jìn)過程中增加的去耦設(shè)計(jì),天線對(duì)反射系數(shù)往高頻偏移,為了降低其低頻截止頻率,在“π”型枝節(jié)兩末端分別增加一段彎曲短枝節(jié),形成了最后的天線對(duì)Case 5,結(jié)構(gòu)如圖7(d)。其仿真S參數(shù)如圖8(d)所示,-6 dB帶寬能夠覆蓋整個(gè)3.3~6.5 GHz頻段,帶內(nèi)隔離度高于11 dB,在中高頻段(4.5~6.5 GHz)隔離度高于15 dB,中心頻點(diǎn)4.9 GHz處峰值隔離度能夠達(dá)到40 dB,實(shí)現(xiàn)了高隔離性能。

        天線對(duì)Case 5中心頻點(diǎn)處的高隔離度特性可以通過圖9(a)所示的4.9 GHz處矢量電流分布來解釋。從圖9(a)可以看出,加載交指縫隙后,天線對(duì)中間處形成了一個(gè)串聯(lián)諧振回路。當(dāng)激勵(lì)端口1時(shí),流向端口2的電流在交指縫隙處被短路,電流直接流回端口1,不再流向端口2,起到了隔離兩端口的作用。圖9(b)為Case 5的差、共模反射系數(shù)的Smith圓圖,可以通過2條曲線在圓圖上的間距來表征二者的差。如圖9(b)所示,在4.9 GHz處,2條曲線幾乎重合,根據(jù)前文提到的差/共模理論可以說明在該頻點(diǎn)處,天線對(duì)具有高隔離和良好的匹配特性。

        圖9 Case 5部分仿真結(jié)果Fig.9 Some simulation results of Case 5

        2 8元MIMO天線陣列設(shè)計(jì)

        基于上文提出的雙單元天線對(duì),在手機(jī)兩側(cè)邊框內(nèi)表面對(duì)稱放置4個(gè)該結(jié)構(gòu),形成了8元MIMO天線陣列,結(jié)構(gòu)如圖10所示。由于天線對(duì)1、2與天線對(duì)3、4關(guān)于電路板短邊中心對(duì)稱,下文只對(duì)天線對(duì)1、2進(jìn)行討論。同一側(cè)兩天線對(duì)邊到邊的距離為36 mm(0.39λ0),端口2、3距離較近,耦合較強(qiáng)。為了提高端口2、3的隔離度,在兩端口間的接地面上蝕刻矩形縫隙,通過改變縫隙長(zhǎng)度ls可以調(diào)節(jié)去耦效果。圖11對(duì)比了蝕刻不同縫隙長(zhǎng)度ls下的S23,可以看出,隨著ls增加,端口2、3中心頻點(diǎn)處的隔離度逐漸改善,到ls=10 mm時(shí),|S23|顯著提高至15 dB以上。與未蝕刻矩形縫隙去耦結(jié)構(gòu)對(duì)比,蝕刻縫隙后,端口2、3的隔離度得到明顯提高。

        (a)3D圖

        (b)俯視圖

        圖11 S23隨縫隙長(zhǎng)度ls變化Fig.11 Simulated S23 with different ls

        3 結(jié)果與分析

        為驗(yàn)證所提出的寬帶高隔離度雙單元天線對(duì)及8元MIMO天線陣列,對(duì)其進(jìn)行了加工實(shí)測(cè)。天線陣列實(shí)物如圖12所示,8元MIMO陣列中的每個(gè)端口均通過50 Ω的SMA同軸連接器饋電,SMA連接頭位于系統(tǒng)電路板的背面,實(shí)際測(cè)試時(shí),除測(cè)試端口外,其余端口均與50 Ω匹配負(fù)載相連接,以減少其對(duì)測(cè)試結(jié)果的影響。利用型號(hào)為N5227矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀測(cè)試了天線的S參數(shù)。由于本文MIMO天線陣列關(guān)于電路板短邊中心對(duì)稱,故只給出一側(cè)2個(gè)天線對(duì)的仿真和測(cè)試結(jié)果。

        (a)正面

        (c)側(cè)面

        3.1 S參數(shù)和天線效率

        圖13(a)、圖13(b)分別為8元MIMO陣列中天線對(duì)1和2的S參數(shù)仿真與實(shí)測(cè)結(jié)果??梢钥闯?仿真和實(shí)測(cè)結(jié)果基本一致,-6 dB阻抗帶寬均能夠覆蓋3.3~6.5 GHz,兩端口間的帶內(nèi)隔離度均高于11 dB,在n79和LTE band 46頻段(4.4~5.925 GHz)隔離度高于15 dB,且4.9 GHz中心頻點(diǎn)處峰值隔離度能達(dá)到40 dB。圖13(c)、圖13(d)分別為天線對(duì)1的端口1、端口2與MIMO陣列其他端口的實(shí)測(cè)隔離度??梢钥闯?除了S23僅高于11 dB外,其余端口間的隔離度在整個(gè)工作頻段內(nèi)均能夠高于15 dB。圖13(e)為天線對(duì)1中2個(gè)端口的仿真和實(shí)測(cè)天線總效率,在工作頻段內(nèi)兩端口的總效率為59%~88.8%。

        圖13 8元MIMO陣列各性能參數(shù)的仿真和實(shí)測(cè)結(jié)果 Fig.13 Simulated and measured parameters of eight-element array

        3.2 ECC

        ECC指2個(gè)天線單元接收信號(hào)的相關(guān)性,是衡量多天線系統(tǒng)分集性能的指標(biāo),其計(jì)算公式[19]為:

        (3)

        式中:ECCij代表單元i和j之間的ECC,Sij代表單元i和j之間的S參數(shù),ηrad,i和ηrad,j代表單元i和j的輻射效率。圖14為式(3)根據(jù)實(shí)測(cè)S參數(shù)及相應(yīng)單元的輻射效率計(jì)算所得的ECC。可以看出8元MIMO陣列中各端口間的ECC在整個(gè)工作頻段內(nèi)均小于0.1,滿足手機(jī)MIMO天線對(duì)ECC的要求(小于0.5)。

        圖14 由實(shí)測(cè)結(jié)果計(jì)算所得的單元間ECC Fig.14 Calculated ECC from the measured results

        3.3 手持方式的影響

        手機(jī)MIMO天線系統(tǒng)的設(shè)計(jì)需考慮用戶手持姿勢(shì)對(duì)天線性能的影響,主要有2種手持方式:單手持握和雙手持握。下面通過HFSS軟件仿真分析2種手持方式對(duì)8元MIMO陣列性能的影響。

        圖15為8元MIMO天線陣列在單手模式下的各性能參數(shù)。如圖15(a)所示,單手模式時(shí),天線對(duì)1和3距離手模型較近,尤其天線對(duì)1幾乎被大拇指完全覆蓋,而天線對(duì)2和4距離手模型較遠(yuǎn)。圖15(b)、圖15(c)分別為單手模式時(shí)的反射和傳輸系數(shù),可以看出,除了S11和S22在低頻略有失配,其余端口的S參數(shù)受影響較小,且所有端口間的隔離度在整個(gè)頻段內(nèi)均能高于-10 dB。然而從圖15(d)可以看出,MIMO陣列的天線效率受到顯著影響,其中天線對(duì)1和3的效率分別下降至18%~38%和28%~50%。其天線效率惡化的原因是HFSS中的手部模型可以等效為不規(guī)則的有耗介質(zhì),它能吸收天線單元的輻射功率,從而導(dǎo)致天線單元效率降低,天線離手模型越近,受影響程度越大。

        圖15 單手模式下8元MIMO陣列的仿真結(jié)果 Fig.15 Simulated results of the proposed eight-element MIMO array in the single-hand operation mode

        圖16為8元MIMO陣列在雙手模式下的各性能參數(shù),可以觀察到與單手模式類似的情況。在圖16(b)、圖16(c)中,MIMO陣列的反射系數(shù)和隔離度均只在低頻段(3.3~3.8 GHz)略受影響,未出現(xiàn)明顯惡化;在圖16(d)中,同樣由于手的吸收效應(yīng)導(dǎo)致天線效率有所下降。但由于所提出MIMO陣列的天線對(duì)主要集中在手機(jī)中間位置,雙手持握時(shí)手部模型沒有與天線直接接觸,因此相比單手模式,雙手模式下的天線效率受影響程度較小,均在40%~80%。

        圖16 雙手模式下8元MIMO陣列的仿真結(jié)果 Fig.16 Simulated results of the proposed eight-element MIMO array in the dual-hand operation mode

        綜上,仿真分析了考慮實(shí)際手持情況時(shí),所提出的手機(jī)MIMO天線陣列基本仍能夠保持較好的帶寬和隔離性能,其阻抗和隔離度受影響較小,而天線效率受影響較大,且距離手部模型越近,天線效率惡化越嚴(yán)重,其余遠(yuǎn)離手部模型的天線單元仍具有良好的輻射能力和天線效率。

        3.4 性能比較

        表1選取了部分參考文獻(xiàn)中的MIMO天線與本文提出的結(jié)構(gòu)進(jìn)行對(duì)比。從對(duì)比結(jié)果可以看出,本文設(shè)計(jì)的雙單元天線對(duì)具有較高的隔離度,同時(shí)尺寸小、效率高且ECC低,能夠很好地滿足5G智能手機(jī)MIMO天線的實(shí)際應(yīng)用要求。

        表1 天線性能比較

        4 結(jié)束語

        本文提出了一種可用于5G智能手機(jī)的緊湊型寬帶高隔離度雙單元天線對(duì)及其組成的8元MIMO陣列。雙單元天線對(duì)的-6 dB 阻抗帶寬為3.3~6.5 GHz,相對(duì)帶寬為65.3%,能夠覆蓋5G通信中的整個(gè)Sub-6 GHz頻段。在差/共模對(duì)消理論的基礎(chǔ)上,創(chuàng)新性地提出了利用分布式電容構(gòu)造串聯(lián)諧振回路的方法,進(jìn)一步提升了天線對(duì)的端口隔離度,最終實(shí)現(xiàn)兩端口間帶內(nèi)隔離度高于11 dB,在n79和LTE band 46頻段內(nèi)隔離度高于15 dB,且中心頻點(diǎn)處的峰值隔離度能達(dá)到40 dB,具有高隔離性能。由4個(gè)相同天線對(duì)沿手機(jī)邊框?qū)ΨQ放置組成了8元MIMO天線陣列,通過蝕刻矩形缺陷地結(jié)構(gòu)去耦,并仿真分析了用戶手持姿勢(shì)對(duì)MIMO陣列性能的影響。對(duì)該8元MIMO陣列進(jìn)行了加工測(cè)試,實(shí)測(cè)和仿真結(jié)果基本一致,該陣列所有端口間的帶內(nèi)隔離度均高于11 dB,天線總效率為59%~88.8%,ECC低于0.1,適用于未來5G智能手機(jī)。

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