周萬(wàn)傳，張旭，羅朝旭，程諄

(1．湖南工業(yè)大學(xué)電氣與信息工程學(xué)院，湖南 株洲 412007；2．湖南鐵道職業(yè)技術(shù)學(xué)院，湖南 株洲 412001)

0 引言

SWISS整流器是一種三相降壓型整流器，具有單位功率因數(shù)運(yùn)行、電流諧波畸變率低、功率密度高、開(kāi)關(guān)管損耗小等優(yōu)點(diǎn)[1-3]，不僅適用于電動(dòng)汽車充電系統(tǒng)，還適用于未來(lái)更多的變速交流驅(qū)動(dòng)器和高功率照明系統(tǒng)。

文獻(xiàn)[4-5]將SWISS整流器中不可控整流電路的二極管和DC-DC降壓變換器的二極管全部替換為帶反并聯(lián)二極管的IGBT，實(shí)現(xiàn)了能量的雙向流動(dòng)。文獻(xiàn)[6]提出一種并聯(lián)式SWISS整流器，由兩個(gè)相同的SWISS整流器并聯(lián)組成，通過(guò)交錯(cuò)調(diào)制策略同時(shí)控制兩個(gè)SWISS整流器，但所用的電子器件數(shù)量比SWISS整流器多一倍，不具有實(shí)際應(yīng)用意義。文獻(xiàn)[7]提出了一種部分并聯(lián)SWISS整流器，增加了輸入降壓電路進(jìn)行交錯(cuò)并聯(lián)的器件，節(jié)省了不可控整流電路和諧波注入電路的半導(dǎo)體器件。文獻(xiàn)[8]提出了一種寬范圍軟開(kāi)關(guān)SWISS型倍流整流器，實(shí)現(xiàn)了輸出電壓寬范圍可調(diào)。文獻(xiàn)[9]將直流側(cè)輸出電感轉(zhuǎn)換為電流補(bǔ)償集成共模耦合電感和差模電感的組合，設(shè)計(jì)了一種高效的交錯(cuò)式SWISS整流器，并采用碳化硅MOSFET，整流器的效率最終達(dá)到了99.3%。

為確保安全，高電壓或者大功率電路一般要求輸入電路與輸出電路之間有電氣隔離。文獻(xiàn)[10-11]提出了一種單管正激SWISS整流器，使用帶隔離的單管正激變換器代替SWISS整流器的DC-DC降壓變換器，從而在該功率級(jí)中提供隔離。但這種拓?fù)湓龃罅烁哳l開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力，并且需要設(shè)置諧振復(fù)位電路解決變壓器消磁問(wèn)題。文獻(xiàn)[12]提出一種優(yōu)化的隔離型單管正激SWISS整流器，雖然減少了功率變壓器的數(shù)量，但是高頻開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力較高，同樣需要設(shè)置諧振復(fù)位電路。文獻(xiàn)[13-15]研究了一種移相全橋SWISS整流器拓?fù)?，將SWISS整流器的DC-DC降壓變換器替換為移相全橋變換器以實(shí)現(xiàn)電氣隔離和零電壓開(kāi)關(guān)，然而該電路存在橋臂直通的危險(xiǎn)，不僅會(huì)產(chǎn)生額外損耗，甚至還會(huì)導(dǎo)致整個(gè)電力系統(tǒng)受損。

LC濾波器的復(fù)雜度較小、結(jié)構(gòu)更為簡(jiǎn)單，所以將LC濾波電路作為SWISS整流器的前級(jí)濾波電路，用于濾除高次諧波，保證輸入側(cè)電網(wǎng)電流質(zhì)量，但LC濾波器在共振頻率處存在諧振峰，使得輸入側(cè)電網(wǎng)電流產(chǎn)生振蕩[16]。雖然改進(jìn)電流環(huán)和反饋環(huán)控制的方法能消除扇區(qū)邊界處的畸變，但是控制方法更復(fù)雜且計(jì)算量龐大。在LC濾波器基礎(chǔ)上設(shè)計(jì)的L-CCR型濾波器[17]，穩(wěn)態(tài)紋波較大，低功率工作時(shí)功率因數(shù)較低。文獻(xiàn)[18]將LC濾波器的濾波電容后移直流側(cè)，減小了輸入側(cè)電流振蕩，但會(huì)引入新的畸變。文獻(xiàn)[19]將虛擬電阻引入到SWISS整流器，雖然能完全消除附加電阻的損耗，但是既增加了傳感器的數(shù)量，還提高了控制的復(fù)雜度。

針對(duì)上述問(wèn)題，本文提出一種雙管正激SWISS整流器拓?fù)洌⒃O(shè)計(jì)了一種兩級(jí)濾波器。該整流器拓?fù)鋵㈦p管正激變換器與SWISS整流器相結(jié)合，克服了單管正激SWISS整流器開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力高的缺點(diǎn)，并且變壓器儲(chǔ)能有釋放回路，不需另設(shè)復(fù)位繞組即可保證變壓器磁芯可靠復(fù)位。此外，該拓?fù)漭敵鲭娐返拿恳粋€(gè)橋臂都是由一個(gè)二極管和一個(gè)開(kāi)關(guān)管串聯(lián)組成，避免產(chǎn)生橋臂直通問(wèn)題，從而保證了整流系統(tǒng)的可靠性。針對(duì)輸入側(cè)電網(wǎng)電流產(chǎn)生振蕩問(wèn)題，以LLR-CⅠ型濾波器為第一級(jí)、LC濾波器為第二級(jí)，設(shè)計(jì)了一種兩級(jí)濾波器來(lái)抑制電流振蕩，降低諧波電流含量。最后通過(guò)MATLAB/Simulink模型仿真對(duì)該整流器的性能進(jìn)行驗(yàn)證。

1 雙管正激SWISS整流器分析

1.1 雙管正激SWISS整流器的結(jié)構(gòu)

雙管正激SWISS整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，主要由濾波電路、不可控整流輸入電路、諧波電流注入電路和雙管正激輸出電路組成。圖1(a)是由LC濾波電路進(jìn)行濾波的整流器拓?fù)洌瑘D1(b)是由兩級(jí)濾波電路進(jìn)行濾波的整流器拓?fù)?。與移相全橋SWISS整流器相比，雙管正激SWISS整流器在變壓器的原邊將4個(gè)高頻開(kāi)關(guān)管替換為4個(gè)二極管，一方面起著鉗位作用，將開(kāi)關(guān)電壓鉗位在輸入電壓；另一方面為變壓器消磁提供了通路，不需增設(shè)復(fù)位繞組；此外，還降低了開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)損耗。整流器工作時(shí)，雙管正激輸出電路中的高頻開(kāi)關(guān)管Sp1和Sp2同時(shí)開(kāi)通和關(guān)斷，Sn1和Sn2同時(shí)開(kāi)通和關(guān)斷，使變壓器原邊繞組承受電壓，避免了橋臂直通的風(fēng)險(xiǎn)。

LC濾波電路負(fù)責(zé)濾除因高頻開(kāi)關(guān)管動(dòng)作產(chǎn)生的某次或多次諧波。諧波電流注入電路由3組共射極雙向絕緣柵雙極晶體管(Sy1、Sy2和Sy3)構(gòu)成，負(fù)責(zé)給系統(tǒng)注入低頻電流，在2倍電源頻率時(shí)切換注入電路的電流路徑，再通過(guò)高頻開(kāi)關(guān)管(Sp1、Sp2和Sn1、Sn2)將電流注入無(wú)電流流經(jīng)的相。不可控整流電路為三相橋式結(jié)構(gòu)。雙管正激輸出電路為2個(gè)具備電氣隔離的雙管正激變換器；電容Cp和Cn用于縮短兩個(gè)雙管正激變換器的換向路徑[14]。由于電容的隔直作用，雙管正激輸出電路能夠?qū)?組高頻開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間不對(duì)稱而造成的變壓器原邊電壓的直流分量有自動(dòng)平衡作用，因此不容易發(fā)生變壓器的偏磁和直流磁飽和現(xiàn)象。

(a)LC濾波電路

(b)兩級(jí)濾波電路

1.2 雙管正激SWISS整流器的工作原理

假設(shè)輸入電壓為平衡的三相正弦電網(wǎng)電壓，由公式(1)給出：

(1)

不可控整流輸入電路的簡(jiǎn)化電路如圖2所示。

圖2 不可控整流輸入電路的簡(jiǎn)化電路

將不可控整流輸入電路的上、下兩個(gè)橋臂分別設(shè)置為p點(diǎn)和n點(diǎn)，與雙向開(kāi)關(guān)連接的第三相設(shè)置為Y點(diǎn)，則有公式(2)表示三個(gè)點(diǎn)之間的電位：

upn=upY-uYn

(2)

式中：upn為三個(gè)輸入相位之間的最高瞬時(shí)電壓差；upY、uYn分別為不可控整流輸入電路上、下橋臂與雙向開(kāi)關(guān)用于連接的第三相之間的電壓。

圖3 upY和uYn準(zhǔn)三角波形圖

表1列出了一個(gè)工作周期上3組雙向開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)狀態(tài)，0表示關(guān)斷，1表示開(kāi)通。且雙管正激SWISS整流器的工作扇區(qū)是對(duì)稱的，因此在扇區(qū)1中進(jìn)行的分析也適用于其他扇區(qū)。

表1 3組雙向開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)狀態(tài)

在雙管正激SWISS整流器中，諧波電流注入電路中的3組雙向開(kāi)關(guān)Sy1、Sy2和Sy3是互補(bǔ)開(kāi)通的低頻開(kāi)關(guān)管，允許三次諧波電流通過(guò)。例如，在扇區(qū)2和5中，雙向開(kāi)關(guān)Sy1保持開(kāi)通，Sy2和Sy3保持關(guān)斷。而開(kāi)關(guān)管Sp1、Sp2與Sn1、Sn2是高頻開(kāi)關(guān)管，它們并不互補(bǔ)，因此會(huì)有4種不同的等效電路，如圖4所示。

(a)Sp1、Sp2和Sn1、Sn2均開(kāi)通

(b)Sp1、Sp2開(kāi)通，Sn1、Sn2關(guān)斷

(c)Sp1、Sp2關(guān)斷，Sn1、Sn2開(kāi)通

(d)Sp1、Sp2和Sn1、Sn2均關(guān)斷

由于變壓器的匝數(shù)比是可變的，因此雙管正激SWISS整流器的輸出電壓可以從0 V設(shè)置到某個(gè)最大電壓，即輸出電壓可以被設(shè)置為高于輸入電壓。雙管正激SWISS整流器的輸出電壓由式(3)給出：

(3)

式中：M為調(diào)制指數(shù)；N2/N1為變壓器的變比。

在輸入電壓和輸出電壓都有要求的系統(tǒng)中，盡管調(diào)制指數(shù)是固定的，但可變的匝數(shù)比使得整流器能夠輸出多種不同的電壓。

1.3 雙管正激SWISS整流器開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力 分析

現(xiàn)在的半導(dǎo)體硅(Si)的制作工藝及技術(shù)限制了高耐壓開(kāi)關(guān)管的出現(xiàn)，若采用碳化硅(SiC)開(kāi)關(guān)管則會(huì)使得產(chǎn)品成本直線上升，得不償失。為了便于雙管正激SWISS整流器的選型，有必要對(duì)開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力進(jìn)行分析。本文的研究對(duì)象是5 kW的雙管正激SWISS整流器系統(tǒng)，此拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中的晶體管和二極管可分為低頻(頻率為2倍的線路頻率)開(kāi)關(guān)管和高頻(頻率為開(kāi)關(guān)頻率)開(kāi)關(guān)管。低頻開(kāi)關(guān)管是不可控整流輸入電路的二極管(DN+和DN-)和諧波電流注入電路的雙向開(kāi)關(guān)(Sy1、Sy2和Sy3)，高頻開(kāi)關(guān)管是正向晶體管(Sp1、Sp2與Sn1、Sn2)和變壓器副邊整流二極管(D+、D-、DF+和DF-)。

1.3.1低頻開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力分析

不可控整流輸入電路二極管的電壓應(yīng)力等于最大線間輸入電壓，如式(4)所示：

(4)

諧波電流注入電路中雙向開(kāi)關(guān)的最大電壓應(yīng)力出現(xiàn)在一個(gè)線電壓達(dá)到峰值且另外兩個(gè)線電壓等于峰值的負(fù)一半時(shí)，其最大電壓應(yīng)力表示為：

(5)

1.3.2高頻開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力分析

將單管正激SWISS整流器拓?fù)浜退岢龅碾p管正激SWISS整流器拓?fù)渲糜谕容斎牍β实燃?jí)Uin下，分析高頻開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力特性。

在單管正激SWISS整流器中，變壓器需額外的能量路徑來(lái)消磁，文獻(xiàn)[11]使用諧振復(fù)位電路對(duì)變壓器進(jìn)行消磁，等效電路如圖5所示。

圖5 具有諧振復(fù)位電路的單管正激SWISS整流器等效電路

當(dāng)晶體管開(kāi)通時(shí)，輸入電壓Uin被施加到變壓器初級(jí)繞組，并且電感線圈中的磁化電流以恒定斜率增加。當(dāng)電容CR中的電壓達(dá)到輸入電壓并且開(kāi)始與變壓器的磁化電感諧振時(shí)，晶體管Q截止。此時(shí)，電感器電流逐漸減小，而電容電壓繼續(xù)增大。當(dāng)磁化電流達(dá)到0 A時(shí)，晶體管電壓達(dá)到最大值，并且在磁化電流為負(fù)時(shí)開(kāi)始降低。當(dāng)晶體管電壓達(dá)到輸入電壓時(shí)，晶體管Q導(dǎo)通，變壓器次級(jí)電壓被鉗位為0 V，磁化電流保持恒定。以此方式，不管輸入電壓和占空比如何變化，電容電壓保持為0 V，直到下一周期。盡管晶體管必須承受峰值電壓，但當(dāng)晶體管兩端的電壓等于輸入電壓時(shí)，晶體管就會(huì)關(guān)斷。因此，晶體管的承受的電壓應(yīng)力為輸入電壓Uin。

單管正激電路的優(yōu)點(diǎn)被雙管正激電路延續(xù)，但是省去了復(fù)位繞組，同時(shí)由兩個(gè)晶體管共同承擔(dān)輸入側(cè)的電壓。雙管正激電路的優(yōu)點(diǎn)是，開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力更低且更容易選型，能夠選擇耐壓值更低的開(kāi)關(guān)管。所提出的雙管正激SWISS整流器等效電路如圖6所示。

圖6 所提出的雙管正激SWISS整流器等效電路

當(dāng)晶體管Sp和Sn同時(shí)開(kāi)通時(shí)，共同承擔(dān)輸入側(cè)的電壓Uin，并施加到變壓器原邊，每個(gè)晶體管所承受的電壓應(yīng)力僅為輸入電壓的一半。當(dāng)兩個(gè)晶體管同時(shí)關(guān)斷時(shí)，二極管Dp和Dn導(dǎo)通進(jìn)行鉗位，變壓器原邊繞組下端電荷積累，電壓升高，被二極管Dp鉗位到輸入電壓Uin。繞組上端的電荷被抽走，電位下降，因此被二極管Dn鉗位到地，此時(shí)變壓器原邊繞組承受反壓并將變壓器磁芯內(nèi)的磁化能量反饋到輸入端，這就是雙管正激SWISS整流器不需要添加額外磁復(fù)位繞組的原因。因此，每個(gè)開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力減小為單管正激SWISS整流器開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力的一半，即Uin/2。

變壓器副邊高頻二極管的電壓應(yīng)力等于低頻器件中的電壓應(yīng)力乘以變壓器的匝數(shù)比，由公式(6)和(7)給出：

(6)

(7)

雙管正激輸出電路的變壓器在復(fù)位時(shí)，加在變壓器原邊的電壓幅值與正向能量傳遞時(shí)加在變壓器原邊的電壓幅值相等、方向相反，勵(lì)磁電感貯存能量的回饋時(shí)間等于正向能量傳遞的時(shí)間，所以雙管正激電路的最大導(dǎo)通時(shí)間為開(kāi)關(guān)周期的50%。為可靠起見(jiàn)，導(dǎo)通占空比應(yīng)小于50%，否則變壓器不能可靠復(fù)位，將導(dǎo)致變壓器的勵(lì)磁電感飽和，最終損壞電路中的電力電子器件。

2 抑制電流振蕩的兩級(jí)濾波器

圖7為雙管正激SWISS整流器LC濾波器的單相諧振電路。其中，Lf為濾波電感，Cf為濾波電容，us為電網(wǎng)側(cè)輸入相電壓，ui為雙管正激SWISS整流器輸入電壓，is為輸入相電流的基波，RLd為濾波電感自帶電阻，ii是雙管正激SWISS整流器的輸入相電流的基波。LC濾波器的諧振頻率可表示為公式(8)：

(8)

圖7 LC濾波器的單相諧振電路

圖8是LC濾波器忽略濾波電感自帶電阻RLd后的單相等效結(jié)構(gòu)圖，該等效結(jié)構(gòu)圖的傳遞函數(shù)可表示為公式(9)：

(9)

圖8 忽略濾波電感自帶電阻的單相諧振等效結(jié)構(gòu)

根據(jù)文獻(xiàn)[2]中SWISS整流器的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)原則，本文設(shè)計(jì)的雙管正激SWISS整流器中LC濾波電路的濾波電容選取為5.8 μF，濾波電感選取為650 μH，經(jīng)過(guò)公式(8)計(jì)算得出LC濾波器的共振頻率為2 592 Hz。根據(jù)傳遞函數(shù)可以畫(huà)出LC濾波器的伯德圖，如圖9所示，可以看出，在2 592 Hz處存在一個(gè)諧振峰，最大幅值為240 dB，這使得輸入側(cè)電網(wǎng)電流產(chǎn)生振蕩。

圖9 LC濾波器傳遞函數(shù)的伯德圖

為了保證電流質(zhì)量，必須采取相關(guān)措施抑制諧波。目前，主要控制方法可以分為兩類，一類是利用控制算法產(chǎn)生虛擬電阻的主動(dòng)阻尼控制方法，另一類是通過(guò)增加額外無(wú)源元件的無(wú)源阻尼控制方法[20]。采用有源阻尼控制方法需要使用額外的電壓或電流傳感器并重新設(shè)計(jì)控制算法，增加了傳感器數(shù)量和控制算法的復(fù)雜度。因此，本文選擇無(wú)源阻尼方法進(jìn)行諧波抑制。

在LC濾波器上并聯(lián)或者串聯(lián)阻抗可以有效減小振蕩，僅接入一個(gè)阻抗時(shí)，有4種不同的連接方式，如圖10(a)所示。阻抗可以僅為一個(gè)電阻，或者為電阻和電感、電容的組合，如圖10(b)、(c)、(d)所示。

(a)阻抗的4種連接方式

(b)電阻與電感并聯(lián)

(c)電阻與電感串聯(lián)

(d)電阻與電容串聯(lián)

L//R-C型濾波器是在LC濾波器的濾波電感上并聯(lián)一個(gè)電阻，阻尼效果好，但額外增加的電阻較大，會(huì)產(chǎn)生較高的附加損耗。RLC型濾波器是在濾波電容上串聯(lián)一個(gè)電阻，附加損耗較高。L-CCR型濾波器是在濾波電容上并聯(lián)圖10(d)所示的阻抗，穩(wěn)態(tài)紋波較大，低功率工作時(shí)功率因數(shù)較差。LLR-C Ⅱ型濾波器是在濾波電感上串聯(lián)圖10(b)所示的阻抗，兩個(gè)電感上的電流幾乎一樣大，電感體積均較大，所以成本有所增加，這使得設(shè)計(jì)過(guò)程更加復(fù)雜。因此，在濾波電感上并聯(lián)圖10(c)所示阻抗的LLR-CⅠ型濾波器有明顯結(jié)構(gòu)優(yōu)勢(shì)，但LLR-C Ⅰ型濾波器的高頻衰減有所降低。

本文設(shè)計(jì)了一種兩級(jí)濾波器，抑制諧波峰，減小輸入側(cè)電網(wǎng)電流的振蕩。其中整流器輸入端為L(zhǎng)1、C1、Ld和Rd構(gòu)成的LLR-CⅠ型濾波器，稱為“第一級(jí)”；電網(wǎng)側(cè)輸入端為L(zhǎng)2和C2構(gòu)成的LC濾波器，稱為“第二級(jí)”。利用LC濾波器補(bǔ)償LLR-CⅠ型濾波器的高頻性能，如圖11所示。

圖11 兩級(jí)濾波器

根據(jù)濾波器的電路結(jié)構(gòu)，通過(guò)阻抗的組合計(jì)算，可以得出該電路的傳遞函數(shù)：

(10)

所提出的濾波器詳細(xì)參數(shù)見(jiàn)表2，圖12為對(duì)應(yīng)的伯德圖?？梢钥闯?，諧振幅值減小到5.1 dB，并且在高頻段會(huì)加快衰減。

表2 所提出的濾波器詳細(xì)參數(shù)

圖12 兩級(jí)濾波器傳遞函數(shù)的伯德圖

在兩級(jí)濾波器的“第一級(jí)”引入了并聯(lián)電阻Rd，必然會(huì)帶來(lái)?yè)p耗[21]，該損耗值可由公式(11)計(jì)算得出：

(11)

式中：I為濾波器輸入基頻下ω1的電流；nd為阻尼電感與濾波電感的比值；R0是濾波器特性阻抗；Rd/R0是并聯(lián)阻尼；f0是無(wú)阻尼濾波器諧振頻率，ω0=2πf0。

具體計(jì)算由公式(12)—(15)給出：

nd=Ld/L1

(12)

(13)

(14)

(15)

3 雙管正激SWISS整流器控制方案

方案包括兩個(gè)部分：一是數(shù)字PLL提供同步角度θ，從而提供電網(wǎng)的扇區(qū)；二是使用調(diào)制器模塊來(lái)確定高頻晶體管的占空比，從而控制電路的輸出電壓和電流，如圖13所示。

圖13 雙管正激SWISS整流器的控制方案

圖14為數(shù)字PLL控制的框圖。首先測(cè)量輸入三相線間電壓并將其饋送到PLL中，然后將三相線間電壓轉(zhuǎn)換為d和q坐標(biāo)，最后使用0作為參考值的PI調(diào)節(jié)器來(lái)控制q分量，輸出θ的值，并將該值反饋到dq變換模塊。根據(jù)θ的值將電網(wǎng)劃分為不同的扇區(qū)，控制雙向開(kāi)關(guān)的開(kāi)通和關(guān)斷。

圖14 數(shù)字PLL控制框圖

調(diào)制器模塊由兩個(gè)級(jí)聯(lián)的反饋控制回路組成，其中內(nèi)環(huán)為電流環(huán)，控制電感電流，外環(huán)為電壓環(huán)，調(diào)節(jié)輸出電壓，如圖15所示。

圖15 調(diào)制器模塊框圖

其中，Cuout(s)為電壓控制器，CiL(s)為電流調(diào)節(jié)器。控制方案使用iL和uout作為反饋信號(hào)，并且不需要測(cè)量任何交流信號(hào)。反饋回路將正二極管橋輸出電壓和負(fù)二極管橋輸出電壓，以及系統(tǒng)輸出電壓參考值uref定義的歸一化調(diào)制函數(shù)添加到直流電流控制器，以便直接生成輸入電流形成電壓u。

4 仿真結(jié)果分析

為了驗(yàn)證上述理論分析，在仿真軟件中搭建了5 kW雙管正激SWISS整流器模型，詳細(xì)的仿真參數(shù)見(jiàn)表3。首先對(duì)雙管正激SWISS整流器性能進(jìn)行分析，如負(fù)載變化分析、電壓應(yīng)力分析；然后對(duì)雙管正激SWISS整流器工作在無(wú)濾波器、LC濾波器和兩級(jí)濾波器情況下進(jìn)行相關(guān)分析。

表3 雙管正激SWISS整流器仿真參數(shù)

為了驗(yàn)證所提出的雙管正激SWISS整流器的性能，在直流母線電壓參考值為450 V時(shí)，對(duì)負(fù)載突增或負(fù)載突減的情況進(jìn)行分析，如圖16所示。為了方便分析，此處僅選取A相，紅色波形為A相的輸入電壓，藍(lán)色波形為A相輸入側(cè)電流，紫色波形為輸出電壓，綠色波形為輸出側(cè)電感電流。

圖16 負(fù)載突增或負(fù)載突減時(shí)雙管正激SWISS整流器工作波形

從圖16可以看出，剛啟動(dòng)時(shí)，雙管正激SWISS整流器會(huì)在10 ms的時(shí)間內(nèi)達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)。在0.1 s時(shí)，負(fù)載階躍為原來(lái)的2倍，A相輸入側(cè)電流能夠平穩(wěn)轉(zhuǎn)換，輸出側(cè)電感電流能夠在2 ms內(nèi)達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)，輸出電壓的波動(dòng)僅1.5 V。在0.2 s時(shí)，負(fù)載階躍為原值，A相輸入側(cè)電流波動(dòng)較小，輸出側(cè)電感電流能夠在2 ms內(nèi)迅速穩(wěn)定，輸出電壓波形僅有5 V左右的波動(dòng)，說(shuō)明系統(tǒng)具有較好的輸出性能和良好的抗干擾能力。

圖17(a)顯示的是單管正激SWISS整流器開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力，可以看出，高頻晶體管Q的最大電壓應(yīng)力為467 V。而從圖17(b)中可以看出，雙管正激SWISS整流器的開(kāi)關(guān)管Sp和Sn的電壓應(yīng)力為234 V，僅為單管正激SWISS整流器開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力的一半。

(a)單管正激SWISS整流器晶體管Q的電壓應(yīng)力

(b)雙管正激SWISS整流器高頻晶體管Sp和Sn的電壓應(yīng)力

圖18顯示的是雙管正激SWISS整流器未加入濾波器時(shí)A相輸入側(cè)電流波形及快速傅里葉變換(fast Fourier transform，F(xiàn)FT)分析，可以看出，波形有明顯振蕩，諧波含量非常高，達(dá)到35.95%。圖19為加入LC濾波器后雙管正激SWISS整流器的A相輸入側(cè)電流波形及FFT分析，結(jié)果表明，在加入LC濾波器后，電流諧波得到明顯抑制，諧波含量降低到了6.04%，諧振頻率分量衰減較大。圖20為加入兩級(jí)濾波器后A相輸入側(cè)電流波形及FFT分析，諧波含量進(jìn)一步降低到3.65%，符合相關(guān)技術(shù)標(biāo)準(zhǔn)。仿真結(jié)果表明，兩級(jí)濾波器抑制電流振蕩效果較好，輸入電流質(zhì)量有所提高。

(a)輸入側(cè)電流波形

(b)FFT分析

(a)A相輸入側(cè)電流波形

(b)FFT分析

(a)A相輸入側(cè)電流波形

(b)FFT分析

5 結(jié)語(yǔ)

本文提出了一種雙管正激SWISS整流器拓?fù)洳⒃O(shè)計(jì)了一種兩級(jí)濾波器，彌補(bǔ)了單管正激SWISS整流器高頻開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力大、移相全橋SWISS整流器有直通風(fēng)險(xiǎn)的不足，改善了輸入側(cè)電流質(zhì)量。理論推導(dǎo)和仿真結(jié)果表明，所提雙管正激SWISS整流器每個(gè)高頻開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力減小到單管正激SWISS整流器高頻開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力的一半；所提出的兩級(jí)濾波器將輸入側(cè)電流諧波含量降低到3.65%，有效抑制了電流諧振。并且，當(dāng)負(fù)載突增或突減時(shí)，能夠快速、平穩(wěn)轉(zhuǎn)換，整個(gè)系統(tǒng)的性能良好，抗干擾能力較強(qiáng)。