鄭詩程, 王磊, 秦樂樂, 孫茜茹, 郎佳紅

(安徽工業(yè)大學(xué) 電氣與信息工程學(xué)院,安徽 馬鞍山 243032)

0 引 言

在“碳達(dá)峰”和“碳中和”的國家目標(biāo)下新能源市場面對更多機(jī)遇,綠色能源正在持續(xù)升溫[1]。如何將可再生能源充分利用成為人們的關(guān)注重點(diǎn)。近年來,新能源發(fā)電產(chǎn)業(yè)發(fā)展迅猛,使得可再生能源能夠得到充分利用。然而,光伏電池等新能源發(fā)電都有著共同特點(diǎn),就是其儲能電池的輸出電壓都相對較低,實(shí)際應(yīng)用時需要提升至并網(wǎng)逆變器所需電壓。隔離型變換器可以通過調(diào)節(jié)變壓器匝比獲得較高的電壓增益,但隨著匝比的增加也會擴(kuò)大變壓器漏感對功率管的影響。相對于隔離型,非隔離型拓?fù)渚哂刑烊粌?yōu)勢,其中,含耦合電感升壓單元的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)不僅可以實(shí)現(xiàn)較高的電壓增益,而且沒有變壓器的漏感問題,功率管電壓耐量利用率更高。因此,一個高效可靠的非隔離型高增益DC/DC變換器對于新能源發(fā)電十分關(guān)鍵[2-5]。

對于傳統(tǒng)Boost變換器的結(jié)構(gòu)特點(diǎn),只有工作在高占空比條件下才能夠取得較高電壓增益,這使得變換器的效率很低,并且電路元件的電壓應(yīng)力相對較大。文獻(xiàn)[6-7]將傳統(tǒng)Boost變換器通過級聯(lián)組合在一起,級聯(lián)結(jié)構(gòu)雖然提高了變換器電壓增益,但使得電路元件的電壓應(yīng)力隨著結(jié)構(gòu)逐級攀升。文獻(xiàn)[8-10]通過使用傳統(tǒng)Boost變換器交錯并聯(lián)的方法,此方法得出的電路結(jié)構(gòu)具有對稱性,結(jié)構(gòu)相對簡單,對稱的電路結(jié)構(gòu)使輸入電流紋波較小,并且電路可以工作在較大功率條件下。但對于電壓提升能力較弱,器件所承受的電壓應(yīng)力也較大等缺點(diǎn)依然存在,無法滿足新能源發(fā)電對于變換器所要求的的升壓條件。文獻(xiàn)[11-14]采用了Sepic升壓變換器,并在此基礎(chǔ)上融入了耦合電感用來提升電路輸出電壓,同時又補(bǔ)充了有源開關(guān)電感單元。耦合電感的加入使電壓增益得到了明顯提升。但缺點(diǎn)也較為明顯,變換器結(jié)構(gòu)復(fù)雜、器件數(shù)量相對較多,且對于電壓提升較為有限,結(jié)構(gòu)復(fù)雜,器件數(shù)量多也導(dǎo)致變換器的控制較為困難。文獻(xiàn)[15-19]將Sepic變換器與耦合電感結(jié)構(gòu)結(jié)合在一起,由于Speic電路的輸入電感,電路的輸入電流紋波得到了有效抑制,但是單開關(guān)電路結(jié)構(gòu),使得電路對電壓提升能力有限,且無法滿足大功率的工作條件。

基于以上變換器結(jié)構(gòu)的各種不足,本文獨(dú)特地采用Boost-Sepic變換器結(jié)構(gòu),引入耦合電感結(jié)構(gòu)用作升壓單元,同時電路采用交錯并聯(lián)的連接方式,設(shè)計出一種兩相交錯型高增益變換器(CI-TPIBS)。在合適的工作條件下,變換器將具有很高的電壓增益。交錯并聯(lián)的結(jié)構(gòu)具有高度對稱性,提升電壓增益抑制輸入電流紋波同時電路元件所受電壓應(yīng)力也明顯下降;兩側(cè)漏感所發(fā)出的能量經(jīng)由輸入側(cè)二極管、電容所構(gòu)成的LCDC回路被吸收,電路的二極管、開關(guān)管工作在零點(diǎn)流關(guān)斷與開通下,進(jìn)一步提升變換器的工作效率。

1 變換器工作原理

1.1 電路拓?fù)?/h3>

變換器等效電路原理圖如圖1如示。將Boost與Sepic電路通過輸入端共享,輸出端串聯(lián)組成Boost-Sepic電路,再將兩個Boost-Sepic電路通過兩相(即A、B相)交錯方式組合即可獲得新的DC/DC變換器拓?fù)洹?/p>

圖1 變換器等效電路原理圖Fig.1 Equivalent circuit schematic of converter

圖1中,耦合電感匝比為n=ns/np。耦合系數(shù)為k=Lm/(Lm+Lk),其中:Lm為勵磁電感;Lk為漏感。為了簡化所提出的變換器的工作原理分析,以下是一些假設(shè):

1)該變換器在電流連續(xù)導(dǎo)通模式下工作;

2)開關(guān)器件認(rèn)為是理想器件;

3)所有電容值足夠大,其電壓紋波值可忽略。

1.2 工作原理

圖2給出了輸入電感L1、L2都在電流連續(xù)導(dǎo)通模式下工作時,在一個開關(guān)周期Ts內(nèi)電路關(guān)鍵參數(shù)波形,圖3分別給出了各個開關(guān)模態(tài)的等效電路。

1)工作模態(tài)1 [t0-t1]:在t0時刻,開關(guān)管S1、S2同時導(dǎo)通,二極管D3、D5導(dǎo)通,D1、D2、D4和D6截止。電源Vin給電感L1、L2充電,B相耦合電感產(chǎn)生漏感Lk2,經(jīng)開關(guān)管S2與電容C6、C3發(fā)生諧振,箝位電容C6在給勵磁電感Lm2提供能量的同時還為電容C3充電,利用耦合電感的變壓器效應(yīng)為倍壓電容C4充電。A相中流經(jīng)漏感和勵磁電感的電流快速減小直到二者相等,副邊繞組ns1的電流值快速降為零,二極管D3實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷(ZCS)。

2)工作模態(tài)2[t1-t2]:在t1時刻,開關(guān)管S1、S2仍開通,二極管D2、D5導(dǎo)通,D1、D3、D4和D6截止。電源Vin繼續(xù)對電感L1,L2進(jìn)行充電,通過輸入電感L1、L2上的電流iL1、iL2逐漸上升。A相耦合電感產(chǎn)生漏感Lk1,在開關(guān)管S1與電容C5、C1組成的(LCDC)回路中發(fā)生諧振,箝位電容C5同時為勵磁電感Lm1、電容C1提供能量,利用耦合電感的變壓器效應(yīng)為倍壓電容C2充電。B相的工作狀態(tài)同模態(tài)1。此時輸出電容C7和C8共同向負(fù)載R傳遞能量。

3)工作模態(tài)3[t2-t3]:在t2時刻,開關(guān)管S2關(guān)斷。此時A相狀態(tài)保持不變,B相副邊繞組ns2的電流值快速降為零,該過程持續(xù)的時間很短,之后,二極管D4、D6導(dǎo)通,D5反向截止。輸入電源、電感L2、電容C3,倍壓電容C4以及耦合電感副邊ns2一起為負(fù)載提供能量,同時又通過D4向C6補(bǔ)充能量。當(dāng)?shù)竭_(dá)t3時刻,流經(jīng)箝位二極管D4的電流自然下降到零。

4)工作模態(tài)4[t3-t4]:在t3時刻,A相狀態(tài)仍不變;二極管D4受到反向電壓作用關(guān)斷,由于電容C3和C6的影響,二極管D4兩端承受很小的電壓應(yīng)力。B相中輸入電感L2、副邊繞組ns2呈放電狀態(tài)。

5)工作模態(tài)5[t4-t5]:在t4時刻,開關(guān)管S2重新導(dǎo)通,A相狀態(tài)和二極管導(dǎo)通狀態(tài)不變,而B相中流經(jīng)漏感和勵磁電感的電流快速減小直到二者相等,副邊繞組ns2的電流值快速降為零,二極管D6實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷(ZCS)。

6)工作模態(tài)6[t5-t6]:在t5時刻,開關(guān)管S1、S2工作在開通狀態(tài),二極管通斷情況與工作模態(tài)2相同,其工作模態(tài)與其一致。

7)工作模態(tài)7[t6-t7]:在t6時刻,開關(guān)管S1斷開,B相狀態(tài)不變;A相副邊繞組ns1的電流值快速降為零,該過程持續(xù)的時間很短,之后,二極管D1、D3導(dǎo)通,D2反向截至。輸入電源、電感L1、電容C1、倍壓電容C2以及耦合電感副邊ns1一起為電容C7提供能量,同時又通過D1向C5補(bǔ)充能量。當(dāng)?shù)竭_(dá)t7時刻,流經(jīng)箝位二極管D1的電流自然下降到零。

8)工作模態(tài)8[t7-t8]:在t7時刻,B相狀態(tài)仍不變;二極管D1受到反向電壓作用關(guān)斷,由于電容C1和C5的影響,二極管D1兩端承受很小的電壓應(yīng)力。A相中輸入電感L1、副邊繞組ns1呈放電狀態(tài)。

1.3 工作特性分析

上文對電路的各個工作模態(tài)進(jìn)行了分析,由模態(tài)1分析可得:

(1)

式中:Lk1表示漏感k1的值;VL1表示電感L1的電壓;fr2為諧振頻率,其他以此類推。

由模態(tài)2分析可得:

(2)

由模態(tài)3分析可得:

(3)

由模態(tài)5分析可得:

(4)

由模態(tài)7分析可得:

(5)

2 穩(wěn)態(tài)分析

2.1 電壓增益

耦合電感的耦合系數(shù)可以表示為

(6)

耦合電感的變(匝比)可以表示為

(7)

根據(jù)輸入電感和耦合電感的伏秒平衡原理,可得到以下等式:

(8)

(9)

(10)

(11)

由模態(tài)2～6的等效電路列寫方程:

VC5-nk(VC1-VC5)dt=VC1+VC2。

(12)

由模態(tài)1～2和6～8的等效電路列寫方程:

VC6-nk(VC3-VC6)dt=VC3+VC4。

(13)

通過推導(dǎo)得出:

(14)

VC2=(1+nk)Vin;

(15)

(16)

(17)

(18)

VC4=(1+nk)Vin;

(19)

(20)

該變換器電壓增益表達(dá)式為

(21)

當(dāng)k=1時,該變換器的電壓增益為

(22)

在耦合系數(shù)k=1的情況下,耦合電感匝比n和占空比D在設(shè)計范圍內(nèi)與變換器功率器件電壓增益呈圖4所示關(guān)系。

圖4 電壓增益變化曲線Fig.4 Voltage gain variation curve

2.2 開關(guān)器件的電壓應(yīng)力

為了簡化起見,取耦合電感的耦合系數(shù)k=1,通過上文對于器件工作原理分析得出:

功率開關(guān)管的電壓應(yīng)力為

(23)

箝位二極管D1、D4的電壓應(yīng)力為

(24)

二極管D2、D3、D5和D6的電壓應(yīng)力為

(25)

各功率器件所受電壓與輸出電壓的比值隨耦合電感匝比變化的曲線如圖5所示。

圖5 開關(guān)器件的電壓應(yīng)力變化曲線Fig.5 Voltage stress variation curve of the switching device

通過圖5分析可知,若要求輸出電壓不變,開關(guān)管和二極管D1、D4的電壓應(yīng)力相同,可通過增加匝比n降低器件電壓應(yīng)力。匝比n固定時,應(yīng)力與輸出電壓一直保持著一定的比例關(guān)系。二極管D2、D3、D5和D6的電壓應(yīng)力相同,匝比越大其承受的電壓就越大,當(dāng)匝比固定時,也與輸出電壓一直保持固定的比例關(guān)系。雖然器件電壓應(yīng)力受各方面的影響會增大或減小,但始終小于輸出電壓的1/2。由此可得出結(jié)論,可根據(jù)輸出電壓要求合理配置匝比為器件選型提供依據(jù)。

3 元器件設(shè)計和性能對比

3.1 電感的設(shè)計

耦合電感匝比的參數(shù)設(shè)計對于變換器的設(shè)計十分關(guān)鍵。一般情況下,可以先參考輸入輸出電壓比值,在選擇合適占空比之后,再依據(jù)下式進(jìn)行匝比的初步選擇:

(26)

耦合電感漏感與二極管電流下降率關(guān)系,可根據(jù)下式進(jìn)行初步選擇:

(27)

通常情況下輸入電流紋波大約是輸入電流平均值的20%,輸入電感L1與輸入電流紋波ΔIL1的關(guān)系式為

(28)

式中fs為開關(guān)頻率。輸入電感L2的設(shè)計同理。

通常用于高頻電感的是具有較低的磁導(dǎo)率和較高的飽和磁感應(yīng)強(qiáng)度的金屬磁粉芯。其具有電感電流較大時不易出現(xiàn)磁飽和現(xiàn)象,氣隙均勻、磁路封閉、無漏磁、電磁干擾小等優(yōu)點(diǎn)。

基于以上優(yōu)點(diǎn),本設(shè)計中選擇鐵磁粉芯作為電感的磁芯,綜合電流的集膚效應(yīng)和電感導(dǎo)線的過流能力初步選擇線徑,根據(jù)式(29)計算電感的匝數(shù)為

(29)

式中AL為磁芯電感系數(shù)。

3.2 電容的設(shè)計

電容電壓紋波ΔVc是選擇電容的關(guān)鍵考量點(diǎn),一般按下式約束條件進(jìn)行初步選擇,綜合考慮電容耐壓的要求,按計算值的120%選取:

(30)

式中:Po表示輸出功率;Vo表示輸出電壓。其中,對于電壓紋波值ΔVc,箝位、升壓電容限制在端電壓的1%,輸出電容限制在端電壓的0.2%。

此外,電容C1、C3、C5和C6在電路中會與耦合電感漏感發(fā)生諧振,一般控制諧振頻率發(fā)生在工作頻率附近,即

(31)

3.3 變換器效率

根據(jù)上述分析,開關(guān)管S的損耗為

(32)

式中:IS_rms為開關(guān)管的方均根電流;Rds為開關(guān)管導(dǎo)通電;PS為開關(guān)管損耗;tf為開關(guān)管導(dǎo)通和關(guān)斷時間。

二級管的損耗為

PD=VFID_ave。

(33)

式中:PD為二級管損耗;VF為二極管正向壓降;ID_ave為二極管的平均電流。

電容的損耗為

(34)

式中:PC為電容的損耗;RC為電容的電阻值;IC_rms為電容的方均根電流。

磁性元件的損耗為

(35)

式中:PL為磁性元件的總損耗;IL_rms為磁性元件的方均根電流;RL為磁件繞線的電阻;f為開關(guān)頻率;B為磁性元件的磁通密度;k、α、β為磁心的材料參數(shù)。

變換器總損耗為

Ploss=PS+PD+PC+PL。

(36)

變換器的效率為

(37)

式中:η為變換器的效率;Po為變換器的輸出功率。

3.4 變換器之間的工作特性比較

表1將本文所提變換器與文獻(xiàn)中提到變換器一些重要參數(shù)進(jìn)行對比。圖6給出了變換器性能對比曲線。

表1 不同變換器之間的工作特性對比Table 1 Comparison of operating characteristics between different converters

圖6 變換器性能對比曲線Fig.6 Inverter performance comparison curves

對表1中所列出的參數(shù)分析可知,不論在電壓增益方面考慮,又或者是在器件電壓應(yīng)力方面考慮,本文所提變換器均具有較大優(yōu)勢,器件的選擇會更加靈活,電路的成本更容易控制,性能得到了較大提升,對稱結(jié)構(gòu)使電路的控制更加簡便。

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證理論分析的正確性與變換器的可行性,搭建一臺額定功率為400W的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。其中,A、B兩相以相同占空比運(yùn)行可實(shí)現(xiàn)輸出電容均壓,減小因中點(diǎn)電壓跳動引起的電磁兼容問題。實(shí)驗(yàn)的具體參數(shù)見表2,樣機(jī)設(shè)計采用模塊化設(shè)計。

表2 變換器實(shí)驗(yàn)參數(shù)表Table 2 Table of converter experimental parameters

圖7～圖12給出CI-TPIBS變換器在功率400 W、輸入電壓為24 V下的實(shí)驗(yàn)波形。圖7為驅(qū)動信號Vgs1、Vgs2以及輸入電感電流iL1、iL2波形。圖8依次為輸入、輸出電壓,輸入、輸出電流波形。通過圖8可計算得到所提CI-TPIBS變換器的電壓增益大小為M=452 V/24 V=18.83,其值與理論電壓增益值M=(4+2n)/(1-d)=20十分接近,實(shí)際電壓增益值略低于理論值的原因是實(shí)際實(shí)驗(yàn)時電路元器件的寄生參數(shù)不可忽略。將圖7和圖8進(jìn)行對比再結(jié)合變換器結(jié)構(gòu)分析,可以看出CI-TPIBS變換器輸入電流連續(xù),大小等于A、B兩相輸入電感電流之和。由于變換器的交錯結(jié)構(gòu),A、B兩相驅(qū)動信號相位相差180°,這使得A、B兩相輸入電感電流相位差180°,兩相電流在波峰波谷處相錯疊加。輸入電流紋波大大減小,提升了新能源發(fā)電裝置的發(fā)電效率。

圖7 驅(qū)動信號、輸入電感電流波形Fig.7 Drive signal,input inductor current waveform

圖8 輸入輸出電壓和電流波形Fig.8 Input and output voltage and current waveforms

圖9依次為功率開關(guān)管S1和S2的電壓、電流波形,通過波形得出開關(guān)管應(yīng)力VDS很小,與輸出電壓對比分析,大小僅為輸出電壓的12.9%,根據(jù)開關(guān)管電流、電壓波形對比分析,開關(guān)管工作于零電流開通狀態(tài)(ZCS),大大降低了變換器開關(guān)損耗。

圖9 開關(guān)管S1和S2電壓及電流波形Fig.9 Voltage and current waveforms of switch tubes

圖10依次為耦合電感原、副邊電流波形,雖然耦合電感原副邊電流的脈動較大,但是仍然保持對稱。圖11為二極管 D1～D6的電壓和電流波形,根據(jù)圖11(a)所示當(dāng)輸出電壓為452 V時,二極管D1和D4承受的電壓僅為輸出電壓的12.4%,并且可以自然關(guān)斷避免了反向恢復(fù)問題。根據(jù)圖11(b)和圖11(c)可知其他二極管的所承受的電壓為輸出電壓的38.9%,與理論分析的37.5%僅存在1.4%的誤差。綜上所述,該變換器中的功率器件所承受的電壓都不超過輸出電壓的50%,與理論分析的誤差不超過5%,實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了理論分析的正確性。

圖10 耦合電感原、副邊電流波形Fig.10 Coupling inductor primary and secondary current waveforms

圖11 二極管電壓及電流波形Fig.11 Diode voltage and current waveforms

圖12為變換器動態(tài)響應(yīng)波形,其中圖12(a)為輸入電壓跳變時(20 V-24 V-20 V)變換器的輸出電壓波形;圖12(b)為負(fù)載跳變時(500 Ω-250 Ω-500 Ω)變換器的輸出電壓、電流波形。可見該變換器具有一定的動穩(wěn)態(tài)特性。

根據(jù)實(shí)驗(yàn)結(jié)果和前文的損耗分析,計算出額定功率下的損耗,損耗分布如圖13所示,從圖中可以看出,變換器的主要損耗來源為開關(guān)管和二極管。

圖13 器件損耗分布圖Fig.13 Pie chart of device loss

圖14為輸出480 V條件下,CI-TPIBS變換器效率隨輸出功率變化的曲線?？梢?輸出功率為400 W時,其效率最大值約為94.2%。

圖14 CI-TPIBS變換器效率曲線Fig.14 Efficiency curve of CI-TPIBS converter

圖15 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)Fig.15 Experimental prototype

5 結(jié) 論

本文將傳統(tǒng)的Boost與Sepic升壓變換器通過拓?fù)浣M合,再引入耦合電感升壓單元并通過兩相交錯連接方式提出了CI-TPIBS變換器,相比于傳統(tǒng)DC/DC變換器具有電壓增益高與低電壓應(yīng)力、低電流紋波優(yōu)點(diǎn)。經(jīng)實(shí)測結(jié)果顯示,本文所提出的CI-TPIBS變換器具備如下特征:

采用相同耦合電感解決了功率失衡的問題,提高了輸出電壓增益。

LCDC結(jié)構(gòu)一方面實(shí)現(xiàn)了開關(guān)管的軟開關(guān),另一方面利用耦合電感的漏感提高了二極管關(guān)斷速度,降低了變換器開關(guān)損耗。

交錯并聯(lián)的對稱性解決了控制復(fù)雜的問題,對稱性使得輸入電流紋波大大降低,變換器可以工作在大功率場合。

變換器中功率開關(guān)管的電壓應(yīng)力非常小,因此,開關(guān)器件的選擇可以考慮低耐壓、低導(dǎo)通電阻器件,減小變換器的導(dǎo)通損耗,提高工作效率。