方波，黃俊高，盧杰帆，吳堅錳

（廣東石油化工學院 電子信息工程學院，廣東茂名，525000）

0 引言

在很多電子設備中，需要功率放大電路作為電路的末級來驅動某種負載，要求其具有足夠大的輸出功率。OCL甲乙類低頻功放電路以其低頻性能好、效率高的優(yōu)點而得到廣泛應用。一直以來教科書和文獻中都是以雙電源互補對稱推挽結構這種經(jīng)典電路為基礎來進行教學[1～2]。但是在實際應用中，按照這種OCL 電路結構設計的功率放大器往往會出現(xiàn)動態(tài)范圍小、失真嚴重、調試難度大的現(xiàn)象[3]。雖然有不少文獻對功放電路的交越失真問題進行了研究[4～6]，但對削波失真問題的研究甚少[7]，本文對此現(xiàn)象進行仿真和實驗研究，分析了產(chǎn)生現(xiàn)象的原因，并提出了解決此問題的電路改進方案。

1 經(jīng)典功率放大電路存在的理論分析

在一般的經(jīng)典教材或其他文獻中[1～2]，工作于甲乙類狀態(tài)的經(jīng)典雙電源互補對稱功率放大電路（OCL）如圖1 虛線框中所示。在輸入信號的正負半周，兩個互補對管交替輪流導通和截止，在兩個互補管基極之間串聯(lián)二極管來給電路設置合適的靜態(tài)工作點以消除交越失真。根據(jù)經(jīng)典理論分析，靜態(tài)時，從正電源+VCC 經(jīng)R1、D1、D2、R2到負電源-VCC 形成一個直流通路，使T1和T2管均處于臨界導通或微導通（即有一個微小的靜態(tài)電流）狀態(tài)，則當輸入交流信號時，就能保證至少有一個管子導通，實現(xiàn)雙向跟隨，從而達到消除交越失真的目的。

圖1 經(jīng)典OCL 功率放大電路

如果晶體管與二極管采用同一種材料（如硅），就使得T1和T2的兩個基極之間產(chǎn)生大約1.4V 的電壓，即Vb1b2=VD1+VD2≈ 1.4V。同時也使兩個晶體管的基射極之間均得到大約0.7V 的電壓，就可使T1和T2均處于微導通狀態(tài)。由于電路對稱，靜態(tài)時IC1=IC2，IL=0，Vo=0。動態(tài)（有輸入信號）時，由于二極管的動態(tài)電阻很小，可認為T1和T2管的基極電位近似相等，即vb1≈vb2≈vi。動態(tài)時電路的工作原理與乙類電路相同，從而實現(xiàn)正負半周的放大。

2 經(jīng)典功率放大電路存在的問題

如果按照上述經(jīng)典電路搭建實際的功放電路，則往往出現(xiàn)信號動態(tài)范圍小、信號大時發(fā)生嚴重的削頂失真現(xiàn)象，難以達到預期的功率放大效果。

為了測試經(jīng)典OCL 經(jīng)典功放電路存在的問題，本文進行了仿真和實驗測試，在圖1 電路前端設置前置放大電路，電壓放大倍數(shù)設為10，仿真和實驗選取各主要元器件型號參數(shù)和物理量設置如表1，因互補對稱OCL 對功放對管的互補對稱性要求嚴格，仿真模型中功放對管的電流放大倍數(shù)設為β1=β2=80，實驗選擇β 值盡可能均接近80 的2SC5198 和2SA1941 功放對管。

表1 實驗中各主要元器件型號參數(shù)和物理量設置

（1）偏置電阻R1和R2固定、輸入信號vi變化時的仿真與實驗測試

采用Multisim14 進行仿真[4]，選取 1R和 2R均為1kΩ，改變輸入信號vi的大小，觀察輸出波形，可以得到如圖2(a)和圖2(b)所示仿真波形，圖中三條曲線分別為信號源vi、集成運放輸出vo1和功放輸出端vo的波形。其中，圖2(a)為臨界不失真時，輸入信號vim≈ 0.46V所得到的仿真波形，即當vim≈ 0.46V時功放電路輸出最大不失真輸出電壓VomM，此時VomM≈4.V5 。通過仿真測試可知，當vim<0.46V時，功放電路輸出電壓基本不失真，而當vim>0.46V時，功放電路輸出電壓將發(fā)生削頂失真。圖2(b)所示為vim=1.0V時的仿真波形，從圖中可以看出，輸出電壓波形發(fā)生了嚴重的削頂失真。

圖2 R1 和R2均為1kΩ 輸入信號 vi 變化時的仿真波形

采用同樣的電路進行實驗測試，仍然選取R1和R2均為1kΩ，改變輸入信號vi的大小，觀察輸出波形，可以得到如圖3(a)和圖3(b)所示實驗波形，圖中兩條曲線分別為集成運放輸出端vo1和功放輸出端vo的波形。其中，圖3(a)為通過實驗測試得到的功放電路最大不失真輸出電壓波形，此時對應的輸入信號vim≈ 0.45V，最大不失真輸出電壓Vom≈ 4.17V。圖3(b)為輸入信號vim=1.0V時的輸出波形，可以看出，此時輸出電壓Vo波形已發(fā)生了嚴重的削頂失真。

圖3 R1和R2均為1kΩ 輸入信號vi變化時的實驗波形

圖2 和圖3 的測試結果表明，由于模擬電路晶體管參數(shù)影響的復雜性（仿真和實驗所用晶體管的電流放大系數(shù)不同）導致仿真和實驗測試數(shù)據(jù)略有差異，但是仿真和實驗反映了同樣一個現(xiàn)象：互補對稱功放電路的基極偏置電阻R1和R2選取不當時，輸出電壓很容易嚴重失真，而最大不失真輸出電壓很低，本文電路中±15V 電壓供電、R1和R2取值為1kΩ 時，仿真和實驗測試的最大不失真電壓均不超過4.2V。因此功放電路失去了足夠的功率放大能力。

（2）偏置電阻R1和R2變化時最大不失真輸出電壓的仿真與實驗測試

為了研究偏置電阻對功放輸出的影響，改變偏置電阻R1和R2作為參變量，當輸入信號vi變化時，對圖1 所示電路進行仿真與實驗測試。

仿真和實驗測試時R1(2R) 分別取為10kΩ、5kΩ、2.5 kΩ、1 kΩ、0.75 kΩ、0.60 kΩ 和0.40 kΩ，改變輸入信號vi的大小，分別確定最大不失真輸出電壓VimM。仿真和實驗測試結果表明，雖然仿真和實驗電路中因晶體管參數(shù)的不一致性導致測試數(shù)據(jù)略有差異，但是仿真和實驗都反映了同樣一個現(xiàn)象：OCL 功放電路的最大不失真輸出電壓隨著基極偏置電阻R1和R2變化而變化，當偏置電阻減小時，最大不失真電壓將有增大趨勢，但是偏置電阻的減小到一定值時（本文中約為0.6 kΩ），最大不失真輸出電壓反而會下降，并且容易造成功放管損壞，這正是經(jīng)典OCL 電路調節(jié)困難的原因所在。因此，在上述經(jīng)典電路中無論如何改變偏置電阻，所獲得的最大不失真電壓仍然較低，根據(jù)本文電路±15V 電壓供電時，仿真和實驗測試的最大不失真電壓極限分別約為電源電壓的41.5%和40%。

同時，隨著偏置電阻的降低，偏置電阻和晶體管本身的耗散功率將顯著增大。因此上述經(jīng)典功放電路遠遠不能達到理論上不失真最大效率時的條件[1～2]，即VomM≈VCC-VCES，并不能發(fā)揮理論上應有的功率放大能力，即不能實現(xiàn)最大輸出功率，實際最大效率與理論最大值也相差甚遠。

3 經(jīng)典功率放大電路失真現(xiàn)象分析

發(fā)生上述經(jīng)典OCL功放電路輸出電壓很容易嚴重失真、最大不失真輸出電壓遠低于電源電壓的原因可從電路上進行定量和定性分析，電路如圖1 所示。

由于電路對稱，故以信號正半周為例進行分析。靜態(tài)時，忽略其他次要因素，有

有動態(tài)信號輸入時，設vo1為正半周，則A 點電位上升，B1點電位亦上升，iR1和iD1減小，VBE1和iB1增大，E 點電位上升，但VA>VE>0,T1導通，T2截止，iE1≈ 0，iE1≈iRL。

當iD1減小到接近于0 時，D1截止，iR1=iB1，此時有：iR1XR1+VBE1+(1+β)iR1XRL=VCC，故有：

此時，若VA即vo1繼續(xù)增大，則iR1、iE1、iRL和VB、VE（即VO）將不再增大，即輸出波形出現(xiàn)削頂失真，因此R1所對應失真時的輸出電壓最大值，亦近似為不失真時的最大輸出電壓峰值：

對圖1 電路進行仿真測試，設置輸入信號幅值vim=10V，R1=R2=1k?,β1=β2=80，圖4(a)所示為圖1 電路中A、B1、B2和E 點對地電壓的仿真波形，圖4(b)所示為iR1和iB1的1? 轉換電壓波形。由圖4(a)可以看出，正半周削頂失真時的輸出電壓vo值VomM（仿真）≈4.875V，而上述理論分析計算值（理論）≈4.72V。由圖4(b)可以看出，發(fā)生削頂失真期間剛好是偏置電阻電流減小、晶體管基極電流增大到二者相等的區(qū)間，即抗交越失真二極管發(fā)生截止期間?？梢姡抡娌ㄐ魏蛿?shù)據(jù)與上述理論分析是基本吻合的。

圖4 經(jīng)典功率放大電路失真現(xiàn)象仿真分析

4 經(jīng)典OCL 功率放大電路的改進與仿真和實驗驗證

4.1 經(jīng)典OCL 功率放大電路的改進

通過上述理論與仿真分析可知，經(jīng)典功放電路產(chǎn)生失真現(xiàn)象的主要原因在于，隨著輸入信號的增大，用于克服交越失真的二極管的電流逐漸減小直至為零，二極管發(fā)生截止，功放管電壓電流達到恒定而不再隨輸入信號變化而變化。因此，解決此問題的方案有兩個：一是增大二極管電流，即減小偏置電阻。仿真和實驗數(shù)據(jù)表明這種方案在一定的程度上可以提高最大不失真電壓值，但不能根本解決問題。二是改進電路結構，本文提出的電路改進方案是：在經(jīng)典OCL 功放電路中兩個二極管D1、D2兩端分別并聯(lián)電容C1和C2，如圖5 所示。

圖5 功放改進電路

靜態(tài)時，與圖1 所示經(jīng)典功放電路相同，設置合適的靜態(tài)工作點，使T1和T2管均處于臨界導通或微導通狀態(tài)，在此電路中，偏置電阻R1和R2可以設為較大值，D1、D2中有一個微小的靜態(tài)電流，D1、D2、T1和T2的發(fā)射結兩端均有一個克服交越失真的微小壓降VBEO，VC1≈VC2≈VBEO。因電路設置對稱，故靜態(tài)時A 點和E 點均為零電位。

動態(tài)時，設vi處于正半周，A 點電位上升，B 點電位隨之上升 (VB=VA+VC1)，iR1逐漸減小，iB1增大，T1導通，E點電位上升。同時，VA>VE，并且T2截止。當VA足夠高，T1需要提供足夠大的基極電流時，將由C1存儲的電荷補充，1C將起到耦合信號的作用，因C1容量足夠大，阻抗很?。ㄈ?7μF 電容100Hz 時容抗約為34Ω，相對功放自身的千歐級輸入電阻而言可忽略），并且可保證C1上的壓降維持基本恒定(VBEO)，D1始終保持微導通狀態(tài)，不存在經(jīng)典電路中因電流減小而截止的情況，因此A、B1、E 和B2點電位都可隨vi的增大而上升到很高。當vi處于負半周時，亦可做同樣的分析，故輸出電壓vo的正負半周均可達到很大的幅值而不發(fā)生削頂失真，從而克服了經(jīng)典OCL 功放電路的缺陷。

4.2 改進型OCL 功率放大電路的仿真和實驗驗證

根據(jù)圖5 改進型電路進行仿真和實驗驗證。仿真和實驗電路中，取R1=R2=2k?，C1=C2=47μF，β1=β2=100，調節(jié)vim，使得不失真輸出電壓vo幅值達到最大。圖6 所示為仿真波形，圖中，三條曲線分別為圖5 電路中vi、vo的波形以及驅動信號波形，仿真測得不失真輸出電壓VomM約為11.2V。圖7 所示為實驗波形，圖中兩條曲線分別為圖5 電路中vi和vo實驗波形，實驗測得不失真輸出電壓VomM可達11.2V。適當選取互補對管的電流放大倍數(shù)，使得仿真和實驗電路參數(shù)基本一致，可以得到吻合度很高的仿真實驗測試結果。如改善驅動電路和電源等其他電路性能，不失真輸出電壓可進一步提高[1]。

圖6 功放改進電路效果仿真測試

圖7 功放改進電路效果實驗測試

從圖6、圖7 仿真和實驗波形可以看出，通過對經(jīng)典OCL 功放電路的改進，削頂失真現(xiàn)象得到了很好地解決，功放電路的不失真動態(tài)范圍得到有效擴大，電路的效率可以得到充分提升，在本文所選取的元器件型號參數(shù)的情況下改進型功放電路效率可提升到58.6%，而且改進型電路可選取較大的偏置電阻，進一步提高了輸入電阻[1～2]，降低了電路功耗，并提高了實際電路的可靠性。

圖8 和圖9 是分別根據(jù)圖5 的改進電路在上述相同條件下，調節(jié)vim=5V測得的B1點和A 點對地電壓仿真和實驗波形。從圖8 和圖9 可以看出，整個信號周期內B1點電位始終高于A 點電位（仿真約為650mV，實驗約為670mV），這表明，改進型功放電路中二極管因并聯(lián)電容，一方面其兩端保持正偏電壓而始終處于導通狀態(tài)，其克服交越失真的優(yōu)越性能仍得到保留，另一方面并聯(lián)電容的容抗很小且與二極管導通時的動態(tài)電阻并聯(lián)而使得OCL 電路優(yōu)越的低頻特性得到保留和加強。在此基礎上，在功放電路中引入包含功放輸出級的大環(huán)路負反饋，輸出電壓波形的非線性失真必將進一步得到改善。

圖8 B1 點和A 點對地電壓仿真波形

圖9 B1 點和A 點對地電壓實驗波形

5 結語

本文針對經(jīng)典OCL 功放電路存在的嚴重削波失真、要保證不失真又會導致動態(tài)范圍小、輸出功率小、效率低的問題進行了仿真和實驗測試，通過理論分析經(jīng)典功放電路削波失真的機理，提出了對經(jīng)典電路進行改進的方案，即在抗交越失真二極管兩端并聯(lián)耦合大電容的方式，克服了經(jīng)典OCL 功放電路的上述缺陷，仿真和實驗結果表明，本文改進的功放電路方案是有效的、可行的，對于OCL 功率放大電路理論和實驗教學及工程設計應用具有指導意義，對OTL 功放電路的改進也有借鑒作用。