榮德生, 劉 燁, 劉亞迪, 孫瑄瑨

(1. 遼寧工程技術(shù)大學(xué)電氣與控制工程學(xué)院, 遼寧 葫蘆島 125105; 2. 國(guó)網(wǎng)冀北電力有限公司盧龍縣供電分公司, 河北 秦皇島 066400)

1 引言

因化石能源的過(guò)度使用,自然環(huán)境污染加劇,為實(shí)現(xiàn)“雙碳”目標(biāo),近年來(lái)太陽(yáng)能等新型清潔能源發(fā)展迅速。但光伏板的輸出電壓較低(18～56 V),為了逆變并網(wǎng)得到足夠高的電壓,提高利用效率,須將電壓提升至200～400 V。因此,研究高增益、低電壓應(yīng)力、高效率的DC-DC變換器具有十分重要的現(xiàn)實(shí)意義,也是當(dāng)前研究的熱點(diǎn)。

為提高變換器的電壓傳輸比,科研人員提出包括開(kāi)關(guān)電感/開(kāi)關(guān)電容網(wǎng)絡(luò)、組合式、耦合電感以及交錯(cuò)串并聯(lián)等結(jié)構(gòu)[1-5]來(lái)提高變換器性能。但單一的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)輸出電壓不高,導(dǎo)致電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜、效率低下,因此學(xué)者們將各種結(jié)構(gòu)進(jìn)行組合,從而提高變換器的整體性能。文獻(xiàn)[6,7]將開(kāi)關(guān)電容/電感網(wǎng)絡(luò)引入傳統(tǒng)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中,提高了電壓增益,但電壓增益僅由占空比調(diào)節(jié),當(dāng)需較高輸出電壓時(shí),將堆疊過(guò)多器件,拓?fù)涓訌?fù)雜、效率相應(yīng)降低。文獻(xiàn)[8,9]在開(kāi)關(guān)電容的基礎(chǔ)上,將獨(dú)立電感替換為耦合電感,也可改變耦合電感的匝比對(duì)輸出電壓進(jìn)行調(diào)節(jié),在不需要極限占空比的情況下提高了輸出電壓,但由于耦合電感漏感的影響,開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力將會(huì)增大。因此文獻(xiàn)[10,11]為了回收漏感能量,緩解電壓尖峰,在拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中引入了無(wú)源鉗位支路,因Zeta變換器的輸出電流連續(xù),將Boost變換器與Zeta變換器組合,提升了變換器的穩(wěn)定性。但在高升壓比的場(chǎng)合,單個(gè)有源開(kāi)關(guān)在通電時(shí)將承受高的電流應(yīng)力。因此交錯(cuò)技術(shù)被提出,將交錯(cuò)并聯(lián)應(yīng)用于Boost變換器可將輸入電流紋波降低、減小元器件的電流應(yīng)力和尺寸,但交錯(cuò)型Boost變換器與傳統(tǒng)Boost變換器相比電壓增益并未提高,為提高電壓增益,文獻(xiàn)[12-14]將上述幾類結(jié)構(gòu)進(jìn)行組合,得到了耦合電感、倍壓?jiǎn)卧c交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)相結(jié)合的高增益、低電壓應(yīng)力的DC-DC變換器,該類電路拓?fù)浼染哂旭詈想姼凶儞Q器高電壓增益、低電壓應(yīng)力的優(yōu)點(diǎn),又具有交錯(cuò)式變換器大功率、低電流紋波的特點(diǎn),還能通過(guò)交錯(cuò)并聯(lián)與倍壓結(jié)構(gòu)的結(jié)合,進(jìn)一步提高電壓增益。

本文受文獻(xiàn)[10,11]和文獻(xiàn)[14]拓?fù)浣M合與交錯(cuò)串并聯(lián)思路的啟發(fā),提出了一種高增益耦合電感交錯(cuò)組合Boost-Zeta變換器?？蓱?yīng)用于光伏發(fā)電、燃料電池以及其他與電網(wǎng)隔離的電路,不需要公共接地[15-19]。因Zeta變換器輸出電流連續(xù),通過(guò)將Boost變換器與Zeta變換器組合為Boost-Zeta變換器,引入耦合電感靈活調(diào)節(jié)電壓增益,并利用無(wú)源鉗位支路吸收漏感能量,開(kāi)關(guān)管采用交錯(cuò)控制,降低了開(kāi)關(guān)管的電壓尖峰,實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)管低電壓應(yīng)力,得到了一種結(jié)合耦合電感倍壓技術(shù)的交錯(cuò)組合DC-DC變換器。本文深入討論了變換器的工作過(guò)程和特點(diǎn),對(duì)比了不同變換器的電氣性能,最后通過(guò)實(shí)驗(yàn)電路對(duì)理論分析進(jìn)行了驗(yàn)證。

2 拓?fù)涞奶岢?/h2>

所提變換器的推衍如圖1所示,首先將Boost變換器與Zeta變換器組合得到Boost-Zeta組合變換器,然后在組合的基礎(chǔ)上替換耦合電感和倍壓結(jié)構(gòu),利用無(wú)源鉗位支路吸收漏感能量,開(kāi)關(guān)管采用交錯(cuò)控制,得到高增益耦合電感交錯(cuò)組合Boost-Zeta變換器。該拓?fù)溆奢斎隫in,交錯(cuò)導(dǎo)通的開(kāi)關(guān)管S1、S2,雙耦合電感L1、L2,輸出電感Lo,電容Co、C1～C4組成。Np1、Np2為耦合電壓原邊,耦合電感副邊Ns1、Ns2、C3、VD3等構(gòu)成倍壓結(jié)構(gòu)提升電壓增益;C1-VD1、C2-VD2構(gòu)成鉗位支路,吸收漏感能量。

3 工作原理分析

本文所提變換器的等效電路如圖2所示。耦合電感L1、L2依據(jù)變壓器來(lái)進(jìn)行等效;Lm1、Lm2為勵(lì)磁電感;Lk1、Lk2為折算到原邊的漏感。兩開(kāi)關(guān)管采用交錯(cuò)控制,設(shè)Ns1/Np1=Ns2/Np2=n。

圖2 所提變換器的等效電路

為了簡(jiǎn)化分析,提出如下假設(shè):

(1)二極管和開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)電壓降為0,關(guān)斷時(shí)電阻無(wú)窮大,為理想元件。

(2)所有電容足夠大,忽略其紋波電壓。

(3)所有電感、電容均為理想器件,忽略其寄生效應(yīng)。

(4)S1、S2采用交錯(cuò)控制方法,為適應(yīng)高增益需求,變換器的占空比應(yīng)大于0.5。

本文主要分析了變換器電流在電流連續(xù)模式(Continuous Current Mode, CCM)情況下的工作過(guò)程,在一個(gè)周期的波形如圖3所示,可以看出變換器共有8個(gè)工作模態(tài),詳細(xì)電路工作過(guò)程分析如圖4所示。

圖3 CCM模式下變換器主要工作波形

圖4 CCM模式下各個(gè)模態(tài)的等效電路

為了便于分析,假設(shè)各元件不含寄生參數(shù),穩(wěn)態(tài)工作時(shí),電容兩端電壓在一個(gè)周期內(nèi)為常數(shù),體現(xiàn)為幅值不同的線,如圖3所示,虛線代表了電容電壓的平均值。電容充放電的過(guò)程對(duì)兩端的電壓影響非常小,為了便于觀察,圖3將電容電壓波動(dòng)放大了。

工作模態(tài)Ⅰ(t0～t1):等效工作電路如圖4(a)所示,在該模態(tài)下,開(kāi)關(guān)管S1、S2導(dǎo)通, 輸入Vin對(duì)兩耦合電感原邊進(jìn)行儲(chǔ)能,電流iLk1不斷提高;二極管VD3導(dǎo)通,二極管VD1、VD2、VD4截止,耦合電感二次繞組Ns1、Ns2反向串聯(lián),通過(guò)二極管VD3給電容C3充電,iVD3不斷下降。t1時(shí)刻,二極管VD3電流下降至零,VD3截止,該模態(tài)結(jié)束。

(1)

工作模態(tài)Ⅱ(t1～t2):等效工作電路如圖4(b)所示,在該模態(tài)下,開(kāi)關(guān)管 S1、S2導(dǎo)通,電源Vin仍通過(guò)開(kāi)關(guān)管S1、S2加在耦合電感L1、L2的兩端,因流過(guò)耦合電感的二次繞組電流為零,所以兩耦合電感的漏感電流與勵(lì)磁電流相等,且線性增長(zhǎng);二極管VD1～VD4均截止,電源Vin、電容C2、C4串聯(lián)通過(guò)開(kāi)關(guān)管S2對(duì)輸出電感Lo、電容Co充電,并給負(fù)載供電。t2時(shí)刻,開(kāi)關(guān)管S2關(guān)斷,該模態(tài)結(jié)束。

(2)

(3)

工作模態(tài)Ⅲ(t2～t3):由圖4(c)等效工作電路可知,在該模態(tài)下,S1開(kāi)通,電源Vin通過(guò)開(kāi)關(guān)管S1加在耦合電感L1的兩端給電感充電;開(kāi)關(guān)管 S2關(guān)斷,二極管VD2、VD4導(dǎo)通,副邊倍壓結(jié)構(gòu)(Ns1-Ns2-C3)通過(guò)二極管VD4給電容C4進(jìn)行儲(chǔ)能,電感L2的部分漏感通過(guò)二極管VD2與電容C1給電容C2充電,二極管電流iVD2線性減小,負(fù)載由輸出電感Lo供電。t3時(shí)刻,二極管VD2因電流減小為零而關(guān)斷,該模態(tài)結(jié)束。

iLk1(t)=iLm1(t)+niVD4(t)

(4)

iLk2(t)=iLm2(t)+niVD4(t)

(5)

(6)

工作模態(tài)Ⅳ(t3～t4):等效工作電路如圖4(d)所示,在該模態(tài)下,開(kāi)關(guān)管S1導(dǎo)通,二極管VD4導(dǎo)通,開(kāi)關(guān)管S2關(guān)斷,二極管VD1～VD3截止。副邊倍壓結(jié)構(gòu)(Ns1-Ns2-C3)通過(guò)二極管VD4給電容C4進(jìn)行儲(chǔ)能,輸出電感Lo、電容C2、Co為輸出充電。t4時(shí)刻,開(kāi)關(guān)管S2導(dǎo)通,該模態(tài)結(jié)束。

iLk1(t)=iLm1(t)+niVD4(t)

(7)

iLk2(t)=iVD4(t)

(8)

工作模態(tài)Ⅴ(t4～t5):等效工作電路如圖4(e)所示,在該模態(tài)下,開(kāi)關(guān)管 S1、S2導(dǎo)通,輸入Vin對(duì)兩耦合電感原邊進(jìn)行儲(chǔ)能,電流iLk2不斷提高;二極管VD4導(dǎo)通,VD1～VD3截止,由于漏感電流iLk2的作用,二極管VD4仍然導(dǎo)通。t5時(shí)刻,通過(guò)兩耦合電感副邊電流為零,即二極管VD4關(guān)斷,這一短暫模態(tài)結(jié)束。

iLk1(t)=iLm1(t)+niVD4(t)

(9)

iLk2(t)=iLm2(t)-niVD4(t)

(10)

(11)

工作模態(tài)Ⅵ(t5～t6):等效工作電路如圖4(f)所示,在該模態(tài)下,開(kāi)關(guān)管S1、S2導(dǎo)通,所有二極管均截止。該模態(tài)工作過(guò)程與模態(tài)Ⅱ類似,不再贅述。t6時(shí)刻,開(kāi)關(guān)管S1關(guān)斷,該模態(tài)結(jié)束。

(12)

(13)

工作模態(tài)Ⅶ(t6～t7):等效工作電路如圖4(g)所示,在該模態(tài)下,開(kāi)關(guān)管S1關(guān)斷,二極管VD1導(dǎo)通,輸入Vin、耦合電感L1的一次繞組、電容C4通過(guò)二極管VD1給電容C1充電,電流iVD1線性下降;開(kāi)關(guān)管S2導(dǎo)通,二極管VD3導(dǎo)通,二極管VD2、VD4截止,輸入Vin、兩耦合電感的二次繞組通過(guò)二極管VD3給電容C3充電,輸入Vin、電容C2、C4通過(guò)開(kāi)關(guān)管S2給輸出電感Lo供電,并給負(fù)載供電。t7時(shí)刻,二極管VD1電流下降為零而關(guān)斷,該模態(tài)結(jié)束。

iLk1(t)=iLm1(t)+niVD3(t)

(14)

iLk2(t)=iLm2(t)+niVD3(t)

(15)

(16)

工作模態(tài)Ⅷ(t7～t8):等效工作電路如圖4(h)所示,在該模態(tài)下,開(kāi)關(guān)管S2導(dǎo)通,二極管VD3導(dǎo)通,開(kāi)關(guān)管S1關(guān)斷,二極管VD1、VD2、VD4截止。該模態(tài)除二極管VD1關(guān)斷外,其余工作過(guò)程與模態(tài)Ⅶ類似,不再贅述。t8時(shí)刻,開(kāi)關(guān)管S1導(dǎo)通,該周期結(jié)束,進(jìn)入下一周期。

(17)

4 所提變換器穩(wěn)態(tài)性能分析

4.1 CCM工作模態(tài)

在變換器的穩(wěn)態(tài)性能分析中,為簡(jiǎn)化分析,可設(shè)兩耦合電感的耦合系數(shù)為k,對(duì)模態(tài)Ⅱ、Ⅲ、Ⅵ、Ⅶ等工作過(guò)程較長(zhǎng)的模態(tài)進(jìn)行分析。

(18)

兩個(gè)耦合電感副邊電壓表達(dá)式為:

VNs1=nVLm1

(19)

VNs2=nVLm2

(20)

變換器工作在模態(tài)Ⅱ時(shí),有以下電壓關(guān)系:

(21)

(22)

變換器工作在模態(tài)Ⅲ時(shí),有以下電壓關(guān)系:

(23)

(24)

VC1=VC2+VC3+VNs1-VNs2

(25)

(26)

變換器工作在模態(tài)Ⅵ時(shí),有以下電壓關(guān)系:

(27)

(28)

變換器工作在模態(tài)Ⅶ時(shí),有以下電壓關(guān)系:

(29)

(30)

VC3=Vin-VNs1+VNs2

(31)

(32)

Vo=Vin+VC2+VC4-VLo

(33)

根據(jù)耦合電感的勵(lì)磁電感Lm1的伏秒平衡有:

(34)

可得:

(35)

根據(jù)耦合電感的勵(lì)磁電感Lm2的伏秒平衡有:

(36)

可得:

(37)

結(jié)合式(19)、式(20)、式(29)～式(31)、式(35)得到電容C3的電壓表達(dá)式為:

(38)

結(jié)合式(19)、式(20)、式(23)～式(25)、式(36)、式(38)得到電容C1的電壓表達(dá)式為:

(39)

結(jié)合式(35)、式(39)可知電容C4的電壓:

(40)

由CCM模式下電感Lo的伏秒平衡可知:

(41)

將式(37)、式(39)、式(40)代入式(41)得到變換器在CCM下的電壓增益表達(dá)式為:

(42)

由式(42)可知,變換器的電壓增益不僅與占空比D有關(guān),還與匝數(shù)比n和耦合系數(shù)k相關(guān),由圖5可知,當(dāng)占空比D和匝數(shù)比n增大時(shí),變換器的電壓增益提高,但當(dāng)變換器的漏感增大時(shí),輸出電壓降低,因此在設(shè)計(jì)變換器時(shí),應(yīng)避免漏感過(guò)大對(duì)變換器產(chǎn)生不利影響。

圖5 不同耦合系數(shù)k和匝比n時(shí)的增益對(duì)比

為了便于分析,令耦合系數(shù)k=1,則電壓增益表達(dá)式為:

(43)

開(kāi)關(guān)管S1、S2兩端的電壓應(yīng)力為:

(44)

二極管VD1～VD4兩端的電壓應(yīng)力為:

(45)

(46)

4.2 臨界條件分析

對(duì)于該變換器的而言,其第一相以Boost變換器為基底,當(dāng)勵(lì)磁電感Lm1的電流紋波滿足ΔiLm1>2iLm1條件時(shí),第一相工作在CCM模式,反之,則工作在電流斷續(xù)模式(Discontinuous Current Mode,DCM)。第二相具有Zeta變換器的特性,電路狀態(tài)與勵(lì)磁電感Lm2和輸出電感Lo有關(guān),假設(shè)勵(lì)磁電感Lm2和輸出電感Lo的并聯(lián)等效電感為L(zhǎng)e,等效電流之和為iLe,當(dāng)?shù)刃щ姼蠰e的電流紋波滿足ΔiLe>2iLe條件時(shí),第二相工作在CCM模式,反之,則工作在DCM模式。

則勵(lì)磁電感Lm1及等效電感Le的電流臨界條件為:

(47)

(48)

式中,ILm1、ILe分別為電感Lm1、Le的平均電流。

由電容C1、C2、C3、C4在一個(gè)周期內(nèi)的安秒平衡,可知二極管VD1、VD2、VD3、VD4的平均電流等于輸出電流Io,則可以求得:

(49)

(50)

(51)

(52)

式中,IVD1～I(xiàn)VD4分別為二極管VD1～VD4的平均電流;D1T為實(shí)際電流iVD1由最大值變化到零的時(shí)間;D2T為勵(lì)磁電感電流iLm1由最大值變化到斷續(xù)的時(shí)間;D3T為電流iVD2最大值變化到零的時(shí)間;D4T為勵(lì)磁電感iLm2電流最大值變化到斷續(xù)的時(shí)間。

電感Lm1、電感Lm2與輸出電感Lo的并聯(lián)等效電感Le的時(shí)間常數(shù)為:

(53)

(54)

結(jié)合式 (47)～式(54)可得勵(lì)磁電感Lm1及等效電感Le的臨界時(shí)間常數(shù)表達(dá)式為:

(55)

(56)

臨界時(shí)間常數(shù)τ與占空比D的關(guān)系曲線如圖6所示。當(dāng)τ>τLm1B時(shí),變換器的兩相電感電流均連續(xù),工作在CCM-CCM模式;當(dāng)τLeB<τ<τLm1B時(shí),變換器的第一相電感電流斷續(xù),第二相電流連續(xù),工作在DCM-CCM模式;當(dāng)τ<τLeB時(shí),變換器的兩相電感電流均斷續(xù),工作在DCM-DCM模式。

圖6 臨界時(shí)間常數(shù)與占空比的關(guān)系曲線

4.3 變換器性能對(duì)比

為體現(xiàn)本文所提變換器的良好性能,將該變換器與文獻(xiàn)[5,8,11]所提變換器的各項(xiàng)參數(shù)進(jìn)行對(duì)比,對(duì)比結(jié)果見(jiàn)表1。可以看出,本文所提變換器各項(xiàng)性能更好。

表1 變換器性能對(duì)比

當(dāng)耦合電感的耦合系數(shù)k=1、匝數(shù)比n固定為1時(shí),本文所提變換器增益更高,幾種變換器的增益對(duì)比如圖7所示。

圖7 變換器電壓增益對(duì)比

開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力對(duì)比如圖8所示,可以看出,本文所提變換器具有更低的電壓應(yīng)力,所以可使用耐壓低的MOSFET以降低成本、減小損耗。

圖8 開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力對(duì)比

5 設(shè)計(jì)參考

為驗(yàn)證理論分析正確性,在實(shí)驗(yàn)室的基礎(chǔ)上設(shè)計(jì)了一臺(tái)輸入18 V、輸出200 V、功率200 W的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。

5.1 耦合電感設(shè)計(jì)

(1)匝比選擇

取變換器最大占空比Dmax=0.7,根據(jù)增益式(42),有:

(57)

由于漏感會(huì)造成占空比丟失,因此選擇匝比n應(yīng)比計(jì)算大一些,故選擇匝比為1。

(2)勵(lì)磁電感設(shè)計(jì)

耦合電感的勵(lì)磁電感可由勵(lì)磁電感的電流紋波進(jìn)行設(shè)計(jì),假設(shè)電流紋波系數(shù)為γ,輸出電流為Io,勵(lì)磁電感大小可由下式計(jì)算:

(58)

當(dāng)n=1時(shí),變換器穩(wěn)態(tài)工作占空比約為0.59,由式(58),取γ=0.5,得Lm1≥87.08 μH,Lm2≥67.25 μH。故選取勵(lì)磁電感為L(zhǎng)m1=Lm2=96 μH。

(3)漏感設(shè)計(jì)

耦合電感的漏感有助于減少二極管反向恢復(fù)。因此,可根據(jù)二極管VD3和VD4的電流下降率來(lái)設(shè)計(jì),由下式進(jìn)行估計(jì):

(59)

5.2 輸出電感設(shè)計(jì)

由于所提變換器是由Boost變換器與Zeta變換器集成而來(lái),根據(jù)4.2節(jié)分析,勵(lì)磁電感Lm2和輸出電感Lo的電流斷續(xù)條件為:

(60)

故可得輸出電感Lo的等效平均電流為:

(61)

故輸出電感的大小可由下式確定:

(62)

取γ=0.5,根據(jù)5.1節(jié)設(shè)計(jì)的勵(lì)磁電感Lm2大小,結(jié)合式(61)和式(62),得Lo≥68.39 μH,故選取Lo=100 μH。

5.3 電容設(shè)計(jì)

電容的大小可根據(jù)電容電壓紋波ΔVC和輸出功率設(shè)計(jì),假設(shè)電壓脈動(dòng)率為α%,輸出功率為Po,開(kāi)關(guān)頻率為f,故各個(gè)電容大小可由下式計(jì)算:

(63)

考慮電壓紋波較小的情況,取電容電壓脈動(dòng)為電容電壓的2%,輸出電容的電壓脈動(dòng)為輸出電壓的0.5%。根據(jù)式(63),得到電容選擇范圍為C1≥5.74 μF、C2≥14.43 μF、C3≥16.28 μF、C4≥7.65 μF、Co≥20 μF。為保證電容紋波足夠小,故選取C1=C2=C3=C4=Co=100 μF。

6 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析

6.1 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為了驗(yàn)證上述穩(wěn)態(tài)分析的正確性,以及本文所提高增益、低電壓應(yīng)力DC-DC變換器的性能優(yōu)勢(shì),搭建一臺(tái)200 W的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)如圖9所示,樣機(jī)參數(shù)見(jiàn)表2。

表2 樣機(jī)參數(shù)

圖9 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)

圖10為所提變換器的輸入輸出電壓波形,當(dāng)輸入電壓為18 V時(shí),輸出電壓為200 V,與仿真結(jié)果相同,達(dá)到了理論分析的高增益效果。

圖10 輸入輸出電壓實(shí)驗(yàn)波形

圖11～圖13為所提變換器開(kāi)關(guān)管與二極管的電壓應(yīng)力波形圖,開(kāi)關(guān)管S1、S2的電壓約為46 V,與二極管VD1、VD2電壓應(yīng)力相近,約為輸出電壓的0.25倍,二極管VD3、VD4的電壓為130 V,應(yīng)力較低,具有良好的性能。

圖11 開(kāi)關(guān)管電壓實(shí)驗(yàn)波形

圖12 VD1、VD2電壓實(shí)驗(yàn)波形

圖13 VD3、VD4電壓實(shí)驗(yàn)波形

流過(guò)變換器耦合電感原邊的電流波形如圖14所示,兩相電流相位差180°。圖15為變換器開(kāi)關(guān)管的電流波形,可以看出,開(kāi)關(guān)管S1和S2均實(shí)現(xiàn)零電流開(kāi)關(guān)(Zero Current Switching,ZCS)開(kāi)通。圖16和圖17為變換器二極管的電流波形,可以看出,二極管VD1和VD2的電流過(guò)零實(shí)現(xiàn)ZCS關(guān)斷,二極管VD3和VD4電流從零開(kāi)始導(dǎo)通,實(shí)現(xiàn)ZCS開(kāi)通。上述波形均與理論分析一致。

圖14 Lk1、Lk2電流實(shí)驗(yàn)波形

圖15 開(kāi)關(guān)管電壓、電流實(shí)驗(yàn)波形

圖16 VD1、VD2電流實(shí)驗(yàn)波形

圖17 VD3、VD4電流實(shí)驗(yàn)波形

圖18(a)為占空比變化所對(duì)應(yīng)的輸出電壓變化,圖18(b)為閉環(huán)控制下,輸入電壓波動(dòng)時(shí)輸出電壓的動(dòng)態(tài)波形?？梢钥闯?變換器具有較好的動(dòng)態(tài)性能。圖19為本文所提變換器的參考效率曲線。當(dāng)輸出功率為200 W時(shí)變換器的效率最高約為94.9%,當(dāng)減小手工制板和器件寄生參數(shù)的影響時(shí),變換器的效率還可提升。

圖18 變換器動(dòng)態(tài)測(cè)試波形

圖19 變換器的參考效率曲線

6.2 損耗分析

變換器的功率損耗主要包括開(kāi)關(guān)管損耗、電感損耗、二極管損耗和電容損耗。

當(dāng)開(kāi)關(guān)管實(shí)現(xiàn)ZCS導(dǎo)通時(shí),損耗計(jì)算如下:

(64)

式中,Irms為開(kāi)關(guān)管均方根電流;rS為開(kāi)關(guān)管等效電阻;VDS為開(kāi)關(guān)管關(guān)斷電壓;toff為開(kāi)關(guān)管關(guān)斷下降時(shí)間;Coss為開(kāi)關(guān)管的寄生電容;Io為輸出電流。

各個(gè)開(kāi)關(guān)管的均方根電流表達(dá)式為:

(65)

耦合電感和輸出電感的傳導(dǎo)損耗為PL,可由下式表示:

(66)

式中,rLki、rLo分別為漏感Lki、輸出電感Lo的等效電阻,且有:

(67)

各個(gè)二極管的傳導(dǎo)損耗計(jì)算如下:

(68)

式中,VF為二極管正向?qū)▔航?rVDk為二極管的等效電阻。各個(gè)二極管的均方根電流表達(dá)式為:

(69)

電容的傳導(dǎo)損耗計(jì)算公式為:

(70)

式中,rCo為輸出電容的等效電阻;rCk為電容Ck的等效電阻。電容的均方根電流表達(dá)式分別為:

(71)

綜上所述,變換器總損耗和效率表達(dá)式為:

(72)

在額定200 W的情況下,將表2所選器件參數(shù)代入,得到PS=4.696 W、PVD=3.034 W、PL=1.079 W、PC=0.276 W,算得變換器效率約為95.65%。變換器損耗分布餅圖如圖20所示,可以看出,由于實(shí)際實(shí)驗(yàn)中采用手工制板,所得實(shí)際效率略低于理論計(jì)算。變換器的損耗主要發(fā)生在開(kāi)關(guān)管中,采用性能更好的開(kāi)關(guān)管可有效減小開(kāi)關(guān)管的損耗從而提升變換器整體效率。

圖20 變換器損耗分布圖

7 結(jié)論

本文在組合式Boost-Zeta變換器的基礎(chǔ)上,開(kāi)關(guān)管采用交錯(cuò)控制,并加入新的設(shè)計(jì)思路,提出一種高增益耦合電感交錯(cuò)組合DC-DC變換器。對(duì)該變換器的CCM模式及臨界狀態(tài)進(jìn)行了詳細(xì)的分析,并搭建實(shí)驗(yàn)樣機(jī)進(jìn)行驗(yàn)證,得出該變換器具有以下優(yōu)良特性:

(1)采用組合式升壓與耦合電感結(jié)構(gòu),可通過(guò)調(diào)整耦合電感的匝比來(lái)靈活調(diào)節(jié)電壓增益,并通過(guò)組合Zeta變換器構(gòu)成了該變換器輸出電流連續(xù)的特點(diǎn),應(yīng)用多種場(chǎng)合。

(2)兩開(kāi)關(guān)管采用交錯(cuò)控制,提升變換器電壓增益,降低了電壓應(yīng)力,擴(kuò)大了變換器的容量,動(dòng)態(tài)性能較好。

(3)二極管-電容不僅可構(gòu)成倍壓結(jié)構(gòu),提升變換器的電壓增益,還可作為鉗位支路,吸收變換器的漏感能量,提升效率。

(4)因開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力較低,可采用電壓等級(jí)較低的開(kāi)關(guān)管以減小損耗、提升效率及降低成本。