羅朝明，高 嵐

(1.武漢理工大學 船舶動力工程技術交通行業(yè)重點實驗室，湖北 武漢 430063；2.武漢理工大學 船海與能源動力工程學院，湖北 武漢 430063)

0 引 言

目前的船舶電力系統(tǒng)中，大多采用的是交流供電，該系統(tǒng)在能量傳輸過程中，存在著大量的轉化級，使得變壓器和濾波裝置的需求也隨之增大，這增加了系統(tǒng)功率的損耗[1]。此外，交流船舶電力系統(tǒng)中存在發(fā)電機并聯困難、線路壓降大等問題。而在中壓直流電力系統(tǒng)中，這些問題得到了解決。船舶直流電網的典型結構如圖1 所示，主要由中壓發(fā)電機、換流器、輸電線路及負載組成。該系統(tǒng)不僅可以為艦船負載提供電源平臺，而且能簡化艦船動力系統(tǒng)結構、提高艦船系統(tǒng)效率、降低艦船噪聲能級、減少艦船全壽命周期費[2]。

圖1 船舶直流電網的典型結構圖Fig.1 Typical structure diagram of ship DC power grid

從船舶直流電力系統(tǒng)結構圖中可以看出，換流器是系統(tǒng)中的一個重要組成部分。目前船舶電力系統(tǒng)中整流器主要采用基于晶閘管結構組成，逆變器主要采用基于IGBT 的全橋逆變電路組成。但隨著現在船舶的電壓等級不斷提高，傳統(tǒng)的換流器出現了很多新的挑戰(zhàn)。例如，受IGBT 的耐壓限制，傳統(tǒng)換流器無法用于中高壓電力系統(tǒng)，因此，可采用MMC 代替?zhèn)鹘y(tǒng)換流器。要使MMC 在系統(tǒng)中穩(wěn)定運行，其參數設計是一個關鍵問題，包括子模塊個數、子模塊電容及橋臂電感值，而這些參數受多種因素影響。王姍姍等[3]從系統(tǒng)中MMC 的穩(wěn)態(tài)能量交換過程，系統(tǒng)動態(tài)響應特性2 個方面進行子模塊電容值的計算，再通過系統(tǒng)暫態(tài)時的能量交換過程以及抑制直流雙極短路故障2 個方面對其進行校驗。劉普等[4]通過推導橋臂電流與系統(tǒng)傳輸能量及系統(tǒng)運行狀態(tài)之間的關系，得出流過子模塊電容的電流表達式，從子模塊最高電壓工作限制及避免系統(tǒng)諧振方面考慮，對子模塊電容進行設計計算。周月賓等[5]通過額定儲能值的標幺化計算模型，在MMC 額定儲能值隨調制比和功率輸出范圍變化規(guī)律的基礎上對子模塊電容量進行計算。楊立敏等[6]通過分析全橋型MMC 中子模塊電壓呈負電平時，需要滿足約束關系，推導出最優(yōu)效率的交流測和直流側的電壓以及單個橋臂子模塊數量的表達式。以上文獻都是針對高壓直流輸電系統(tǒng)，在子模塊電容的取值上主要考慮系統(tǒng)內部能量脈動，橋臂電感取值主要考慮避免諧振發(fā)生，但是忽略了各參數之間的相互影響。

本文將針對直流母線電壓為6 000 V 的中壓直流船舶電力系統(tǒng)進行研究，綜合考慮各參數的限制因素，從IGBT 承壓等級考慮，確定子模塊個數，從子模塊電容電壓波動率、系統(tǒng)有功功率響應時間、抑制系統(tǒng)諧振和抑制系統(tǒng)內部環(huán)流4 個方面對子模塊電容和橋臂電感值進行選取。最后通過仿真驗證，確定其合理性。

1 模塊化多電平換流器

模塊化多電平換流器最早是由德國慕尼黑聯邦國防大學的Rainer Marquardt 教授于2001 年提出[7]。其基本結構如圖2 所示。

圖2 MMC 整流器的基本結構Fig.2 Basic structure of MMC rectifier

模塊化多電平換流器主要是由6 個橋臂構成，每個橋臂中又包含多個子模塊和一個電感器，子模塊有多種結構，目前最常用的是半橋子模塊。半橋子模塊是由2 個IGBT、2 個反并聯二極管和1 個電容器構成[8]，它允許子模塊的簡單級聯，從而簡單增加輸出電壓電平的數量。發(fā)電機產生交流電，經過MMC 整流器，通過控制其子模塊的投入與切除，從而將交流電轉化為直流電，傳入直流母線中。

2 MMC 的參數確定

2.1 子模塊個數的選擇

子模塊所能承受的電壓等級是確定MMC 單相橋臂子模塊數量的決定性因素。通過分析MMC 的工作原理可知，系統(tǒng)中的每個橋臂都需要具有承受全部直流電壓的能力。應滿足

可知，單個橋臂上的子模塊的個數N由直流側電壓Udc和子模塊電容電壓的平均值Uc決定，為簡化設計過程，暫時不考慮冗余度，上式均取等號。

單個子模塊所能承受的電壓與開關設備的額定電壓有關[9]。目前IGBT 耐壓等級一般有：600 V、1200 V、1700 V、2500 V。如果子模塊選用耐壓等級為600 V的IGBT，則每個子模塊最高能承受的電壓為600 V，因為直流側電壓為6000 V，所以單個橋臂上至少需要10 子模塊，本文取N＝10。

在子模塊數量不是很多的情況下，MMC 的電平數和子模塊的個數直接相關，且滿足

式中：nlevel代表電平數，N為每個橋臂的子模塊數量。所以可以得到，當每個橋臂子模塊數量為10 個時，換流器可產生11 電平。

2.2 子模塊電容值參數的確定

2.2.1 抑制子模塊電容電壓波動的電容值選取

MMC 在正常工作時，由于橋臂電流對子模塊電容的充放電過程，會使子模塊的電容電壓產生波動[10]。為了讓系統(tǒng)穩(wěn)定運行，需要限制子模塊電容電壓的波動范圍。

所有子模塊平均電容電壓隨時間變換值uc,pa(t)可以表示為：

由式（7）和式（8）可以得到子模塊電容的最大儲能變化量為：

選取子模塊的電容值時，應該考慮波動幅度最大的工況。經研究表明，當MMC 滿容量發(fā)無功時，子模塊的電容電壓波動幅度最大，此時SV=SVN（SVN為額定功率），m≈1，cosφ=0。因此有

當SVN=36 MW，N=10，基波角頻率 ω=100 rad/s，Udc=6000 V，由式（12）可得到子模塊電壓波動率和子模塊電容值的關系曲線，如圖2 所示。

一般認為子模塊電壓波動率不能超過10%，由圖3可知，子模塊電容C0應不小于3.5 mF。

圖3 ε-C0 曲線Fig.3 ε-C0 curve

2.2.2 考慮系統(tǒng)有功功率響應時間的電容值選取

在直流輸電系統(tǒng)中，有功功率需要通過兩端換流器的協(xié)調控制來完成。系統(tǒng)中一端采用定直流電壓控制，另一端采用定有功功率控制，后者電壓需要跟隨有功功率指令，假設調節(jié)時間為τ，則有

式中：C為單個橋臂等效電容； Δumax為 子模塊電容電壓最大波動量。一般有功功率的響應時間不超過5 ms，由式（14）可得，對應的子模塊電容值應該小于14 mF。

2.3 橋臂電感參數的確定

2.3.1 抑制系統(tǒng)諧振橋臂電感值的計算

當MMC 正常運行時，橋臂等效電容會隨子模塊的狀態(tài)變化而變化，如果橋臂電感值過小，可能引發(fā)橋臂等效電容與橋臂電感發(fā)生諧振，最終導致MMC的各相橋臂電流發(fā)生畸變，放大相間環(huán)流，增大功率損耗[13]。

由電路理論知道，對于電感和電容串聯電路，在串聯諧振角頻率 ωres的表達式為：

二倍頻環(huán)流諧振角頻率 ωcirel可以表示為：

2.3.2 抑制系統(tǒng)相間環(huán)流的電感值計算

由于MMC 結構的原因，系統(tǒng)內部會產生相間環(huán)流。環(huán)流的存在會增大換流器上的功率損耗。一般環(huán)流分量幅值應小于橋臂電流基波分量的20%。對系統(tǒng)中相單元中的瞬時功率進行積分，就能得到其中電容的儲能表達式，經過分析可以得到，MMC 系統(tǒng)中相單元中存在的環(huán)流主要是二倍頻且為負序性質的[13]，其峰值大小為：

式中：P為系統(tǒng)中的有功功率；ω為交流側基波角頻率；C0為子模塊電容值；Uc為子模塊電容電壓；Udc為直流側電壓。

由此得到橋臂電感值與二倍頻環(huán)流峰值的關系式為：

3 仿真驗證

為驗證上述結論，按照圖1 的結構，在Matlab/Simulink 中搭建三相MMC 模型，其參數如表1 所示。從經濟性的角度考慮，子模塊電容選取3.5 mF，此時如果從抑制系統(tǒng)諧振的角度考慮，由式（16）可知，橋臂電感值應不小于7.5 mH，而從抑制系統(tǒng)內部環(huán)流的角度考慮，由式（18）可知，橋臂電感應不小于24 mF。取橋臂電感值為24 mF。仿真得到的直流側電壓如圖4 所示。

表1 MMC 建模參數Tab.1 MMC modeling parameters

圖4 直流側電壓Fig.4 DC side voltage

可知，當直流側電壓穩(wěn)定時，直流電壓波動位100 V 左右，即波動率為1.67%，系統(tǒng)穩(wěn)定性良好。

為了進行比較，對子模塊電容值取不同值。圖5～圖10 分別是當子模塊電容電壓取3mF、3.5 mF、4 mF時的子模塊電容電壓和對應的諧波含量圖。

圖5 子模塊電容值為3 mF 的電容電壓Fig.5 Capacitance voltage with 3 mF capacitance value of sub module

圖6 子模塊電容值為3 mF 的電容電壓諧波含量Fig.6 Harmonic content of capacitor voltage with capacitance value of 3 mF in sub module

圖7 子模塊電容值為3.5 mF 電容電壓Fig.7 Capacitance voltage with 3.5 mF capacitance value of sub module

圖8 子模塊電容值為3.5 mF 的電容電壓諧波含量Fig.8 Harmonic content of capacitor voltage with capacitance value of 3.5 mF in sub module

圖9 子模塊電容值為4 mF 的電容電壓Fig.9 Capacitance voltage with 4 mF capacitance value of sub module

圖10 子模塊電容值為4 mF 的電容電壓諧波含量Fig.10 Harmonic content of capacitor voltage with capacitance value of 4 mF in sub module

分析可知，當子模塊電容值取3 mF 時電壓波動幅度為7 8 V，波動率為1 3%，對應的總諧波系數THD=19.72%。當子模塊電容值取3.5 mF 時，電壓波動幅度為60 V，波動率為10%，對應的總諧波系數THD=18.92%。當子模塊電容值取4 mF 時，電壓波動幅度為53 V，波動率為8.8%，對應的總諧波系數THD=17.86%。

仿真得到的a 相上下橋臂電流如圖11 所示。

圖11 a 相上下橋臂電流Fig.11 Phase a upper and lower bridge arm current

為了分析電感值對環(huán)流的影響，分別取不同的電感值，圖12 和圖13 分別為橋臂電感取7.5 mH 和24 mH時的二倍頻環(huán)流圖像。

圖12 橋臂電感為7.5 mH 時二倍頻環(huán)流Fig.12 Double frequency circulating current when the bridge arm inductance is 7.5 mH

圖13 橋臂電感為24 mH 時二倍頻環(huán)流Fig.13 Double frequency circulating current when the bridge arm inductance is 24 mH

由圖11 和圖12 可知，橋臂電感為7.5 mH 時，二倍頻環(huán)流的峰值為50 A 左右，當橋臂電感為24 mH時，二倍頻環(huán)流峰值為14 A 左右。

4 結 語

本文針對中壓直流船舶電力系統(tǒng)進行介紹，并為用于直流電壓為6000 V 的電力系統(tǒng)的模塊化多電平換流器的參數進行設計，包括子模塊數量、子模塊的電容值和橋臂電感值。最后在Matlab/Simulink 平臺上搭建仿真模型，驗證參數的合理性。得到如下結論：

1）用模塊化多電平換流器代替?zhèn)鹘y(tǒng)換流器在中壓船舶電力系統(tǒng)使用時，直流側電壓在達到穩(wěn)定后，波動非常小，滿足船舶電力系統(tǒng)的需求。

2）子模塊電容值越大，穩(wěn)定運行時它的電壓波動率越小，并且諧波含量也會降低，但是成本會越高，體積也會越大。在考慮經濟性條件下，該系統(tǒng)的子模塊電容值取3.5 mF 左右較為合適。

3）橋臂電感值對系統(tǒng)諧振和內部二倍頻環(huán)流有影響。在滿足約束條件下，該電力系統(tǒng)中橋臂電感值應取24 mH 左右。